一种基于比例积分系数调节的电流前馈控制方法及装置与流程

本发明主要是针对永磁同步电机的控制过程，是一种基于比例积分系数调节的电流前馈控制方法及装置，该方法及装置可以有效消除传统低通滤波对电流前馈指令造成的失真问题，提高控制系统速度环响应速度。

背景技术：

传统的电流前馈指令系统为保证电流前馈指令输入的平滑稳定，对电流前馈指令进行低通滤波计算，上位机输入电流指令iref，经过计算处理得到电流环加速度指令aref，经过低通滤波环节，得到加速度前馈指令af，再根据永磁同步电机转动惯量jm以及电机力矩系数kat得到前馈电流值if，传统前馈结构图如下图1所示。

从图1中我们可以看出传统前馈的计算过程，其中低通滤波模块lpf的低通滤波系数k如式(1)所示：

式中τ为低通滤波时间常，由此得到加速度前馈指令af如式(2)所示：

af＝karef。(2)

对公式(2)进行离散化：

式中：τ为滤波时间常数；ts为控制系统控制周期时间常数；k为低通滤波系数。

由此得到离散化的加速度前馈指令如式(4)所示：

设k为当前控制周期，k-1为上一个控制周期，由式(4)可得离散化后的当前控制周期加速度前馈指令af(k)如式(5)所示：

进而计算得到低通滤波前馈电流if(k)如式(6)所示：

通过上述方法得到传统低通滤波电流前馈指令if(k)，其中低通滤波时间系数τ往往需要工程经验来确定数值，并且低通滤波会造成信号指令的幅值失真，如图2所示，经过低通滤波信号处理的前馈信号幅值及相位均出现了偏差。

技术实现要素：

针对上述问题，本发明提出一种基于比例积分系数调节的电流前馈控制方法及装置，旨在提高前馈指令的精度，提高控制系统速度环响应能力。

为实现上述目的，本发明包含以下步骤:

(1)建立永磁同步电机数学模型，得到d-q电压指令输出方程；

(2)将永磁同步电机三相反馈电流进行空间矢量坐标变换，得到d-q轴反馈电流；

(3)建立电流环反馈控制回路，得到d-q轴电压控制指令值；

(4)建立速度环反馈控制回路，得到q轴电流指令值；

(5)依据永磁同步电机数学模型，构建前馈控制回路的电流闭环；

(6)依据控制系统参考模型，构建前馈控制回路的速度闭环，实现前馈速度闭环回路的比例积分调节；

(7)将输出的电流前馈指令注入到速度环反馈控制回路中，完成速度环闭环计算；

(8)电流指令经过前馈注入更新后，进行电流环闭环计算，得到最终d-q轴电压控制指令；

(9)将d-q轴指令电压进行空间矢量坐标变换，得到永磁同步电机三相相电压指令输出值；

(10)将三相相电压指令输入到功率放大调制单元，由功率放大调制单元输出三相幅值为母线电压的脉宽调制波驱动永磁同步电机单元旋转。

作为优选，所述的步骤(1)，通过以下方法实现：

永磁同步电机数学模型如式(1)所示：

式中：ud,uq为d轴和q轴定子电压指令；ld,lq为d轴和q轴等效电感；rs为定子电阻；ωe为电角速度；为转子磁链；id,iq为d轴和q轴定子反馈电流。

电机力矩模型如式(2)所示：

式中：te为电磁转矩；p为电机极对数。

机械运动方程如式(3)所示：

式中：t1为负载转矩；ωfb为机械角速度；f为电机摩擦因数；jm为电机转动惯量。

为了实现最大力矩控制，令d轴电流指令id＝0，此时电机转矩输出方程如式(4)所示：

作为优选，所述的步骤(2)，通过以下方法实现：

从永磁同步电机三相采集三相相电流，得到三相反馈相电流iu、iv、iw，经过空间矢量坐标变化得到d-q轴反馈电流id、iq如式(5)所示：

作为优选，所述的步骤(3)，通过以下方法实现：

依据步骤(1)永磁同步电机数学模型，将永磁同步电机数学模型进行离散化，采用pi控制器，实现d-q轴电压指令的计算，k代表当前计算周期，k-1代表上一个计算周期，依据当前计算周期电流指令值idref、iqref与实际d-q轴电流反馈值id、iq得到电流反馈偏差id_err、iq_err如式(6)所示：

依据当前计算周期电流反馈误差id_err(k)、iq_err(k)及积分系数ki对电流误差积分值id_org(k)、iq_org(k)进行求解如式(7)所示：

依据当前计算周期得到的电流误差积分值id_org(k)、iq_org(k)，反馈电流id(k)、iq(k)以及比例系数kv对d-q轴控制电压指令进行求解如式(8)所示：

式中：rs为永磁同步电机等效电阻，ld、lq为永磁同步电机d-q轴等效电感值，ωe为永磁同步电机电角度转速值，为永磁同步电机等效磁链系数；

作为优选，所述的步骤(4)，通过以下方法实现：

采用pi控制器，实现q轴电流指令的计算，k代表当前计算周期，k-1代表上一个计算周期，依据当前计算周期速度指令值vref与实际电机转子转速反馈值ωfb得到转速反馈偏差ωerr如式(9)所示：

ωerr＝vref-ωfb(9)

依据当前计算周期速度反馈误差ωerr及速度环积分系数kmi对速度误差积分值ωorg(k)进行求解如式(10)所示：

ωorg(k)＝ωorg(k-1)+ωerr(k)kmi(10)

依据当前计算周期得到的速度误差积分值ωorg(k)，反馈速度ωfb(k)以及比例系数kmv对q轴控制电流指令iqref(k)进行求解如式(11)所示：

iqref(k)＝(ωorg(k)-ωfb(k))kmvjm/ka(11)

式中：jm为电机转子转动惯量，ka为电机力矩系数；

作为优选，所述的步骤(5)，通过以下方法实现：

采用pi控制器，实现d-q轴前馈电压指令的计算，k代表当前计算周期，k-1代表上一个计算周期，以q轴电流前馈指令为例，依据当前计算周期q轴前馈电流指令值ifflim与电流环前馈结构的q轴电流反馈值ifffb得到前馈电流反馈偏差iqff_err如式(12)所示：

iqff_err(k)＝ifflim(k)-ifffb(k)(12)

依据当前计算周期电流反馈误差iqff_er(r)k及电流前馈积分系数kciff对前馈电流误差积分值iqff_org(k)进行求解如式(13)所示：

iqff_org(k)＝iqff_org(k-1)+iqff_err(k)kciff(13)

依据当前计算周期得到的前馈电流误差积分值iqff_org(k)，前馈闭环的反馈电流ifffb(k)以及前馈比例系数kcvff对q轴前馈控制电压uqff(k)进行求解如式(14)所示：

uqff(k)＝(iqff_org(k)-ifffb(k))kcvfflff-rffifffb(k)(14)

式中：rff为永磁同步电机前馈结构等效电阻，lff为永磁同步电机前馈等效电感值；

对q轴前馈输出电压值uqff(k)进行幅值限制，令其不超过母线电压vdc，得到最终的前馈电压指令uqffout(k)如式(15)所示：

对前馈电压指令进行积分如式(16)所示：

经过上述过程得到前馈电流环的反馈电流ifffb，由此实现前馈电流环的闭环控制；

作为优选，所述的步骤(6)，通过以下方法实现：

将由步骤(5)得到的前馈电流闭环反馈电流ifffb进行积分得到前馈闭环的反馈速度vfffb如式(17)所示：

vfffb(k)＝vfffb(k-1)+ifffb(k)ts(17)

式中：ts为控制系统控制周期；

在速度指令vref输入下，得到与前馈结构反馈速度vfffb的速度偏差值vff_err如式(18)所示：

vff_err(k)＝vref(k)-vfffb(k)(18)

依据当前计算周期前馈速度反馈误差vff_err(k)及速度前馈积分系数kiff对前馈速度误差积分值vff_org(k)进行求解如式(19)所示：

vff_org(k)＝vff_org(k-1)+vff_err(k)kiff(19)

依据当前计算周期得到的前馈速度误差积分值vff_org(k)，前馈闭环的反馈速度vfffb(k)以及速度前馈比例系数kvff对q轴前馈控制电流iff进行求解如式(20)所示：

iff(k)＝(vff_org(k)-vfffb(k))kvffjff/ka(20)

式中：jff为前馈环节等效电机转子转动惯量，ka为前馈环节电机等效力矩系数；

得到前馈控制电流iff后，对前馈控制电流iff进行幅值限制，得到最终的前馈电流控制指令值ifflim如式(21)所示：

式中：imax为最大电流指令值。

作为优选，所述的步骤(7)，通过以下方法实现：

将前馈电流闭环中的前馈电流指令ifflim引入电流环反馈回路中，此时，经过电流前馈注入的反馈电流环q轴电流指令iqout如式(22)所示：

iqout＝iqref+ifflim(22)

作为优选，所述的步骤(8)，通过以下方法实现：

采用d轴电流为0的控制方式idout＝0，并将步骤(7)得到的q轴电流指令iqout，带入到步骤(3)的d-q轴电压计算方程中，得到d-q轴电压控制指令ud、uq。

作为优选，所述的步骤(9)，通过以下方法实现：

对步骤(8)中得到的d-q轴电压指令值进行空间矢量坐标变换，得到三相电压指令uu、uv、uw如式(23)所示：

作为优选，所述的步骤(10)，通过如下方法实现：

将由步骤(8)得到的三相相电压指令uu,v,w输出到功率调制单元，进行功率放大，进而输出经过功率放大的三相脉宽调制波形驱动电机旋转。

作为优选，所述的基于比例积分系数调节的电流前馈控制方法的装置，其特征在于，包括：

永磁同步电机单元，永磁同步电机单元的定子接收到功率调制单元输出的脉宽调制波形，驱动转子旋转；

编码器单元，用于对永磁同步电机单元转子的转角当前位置进行测量，输出永磁同步电机单元转子机械转角θm；

电角度转换单元，用于将由编码器单元得到的机械转角θm转换为用于永磁同步电机空间矢量坐标变换计算用的电角度θe；

模数转换单元，用于将电流传感器单元输出的模拟信号转换为数字信号iu、iv、iw，便于后面计算处理；

三相电流空间矢量变换单元，用于将由模数转换单元得到的电流数字信号iu、iv、iw以及电角度转换单元得到的电角度θe进行三相电流空间矢量坐标变化，得到d-q轴反馈电流id、iq；

速度计算单元，用于计算永磁同步电机单元转子反馈速度ωfb，并将转子反馈速度ωfb转换为电角度ωe；

电流传感器单元，用于将由永磁同步电机单元输出的三相电流转换为模拟信号；

速度指令单元，用于接收上位机发送的速度指令值vref；

速度前馈计算单元，用于计算控制系统前馈电流指令ifflim；

电流前馈计算单元，用于实现前馈控制结构电流环解算的回路闭合，得到前馈结构中的反馈电流ifffb；

速度环解算单元，用于接收速度指令vref，计算得到q轴电流指令iqref；

电流指令合并单元，用于将电流前馈指令ifflim与速度环解算单元计算得到的iqref进行合并，得到最终的q轴电流指令iqout；

电流环解算单元，依据d-q轴电流指令计算电流环反馈环节d-q轴电压指令ud、uq，依据ud、uq进行空间矢量坐标变换，得到三相相电压输出指令uu、uv、uw；

功率调制单元，用于将三相相电压输出信号uu,v,w进行功率放大，输出幅值为母线电压vdc的脉宽调制波形，驱动永磁同步电机单元旋转。

本发明的有益效果是：

(1)本发明提出的基于比例积分系数调节的电流前馈控制方法及装置能够有效提高控制系统速度环响应特性；

(2)依据反馈控制回路建立的比例积分系数调节电流前馈控制结构能够输出准确的电流前馈指令，解决了传统低通滤波前馈方法造成的前馈指令偏差；

(3)本发明提出的前馈指令计算是在独立的前馈闭环系统中计算得到的，不会受到反馈环节及外部扰动的影响，提高了控制系统的鲁棒性及抗扰动能力。

附图说明

图1电流低通滤波前馈原理图；

图2低通滤波信号处理波形图；

图3基于比例积分系数调节的电流前馈控制结构示意图；

图4速度环前馈结构图；

图5电流环前馈结构图；

图6速度反馈回路结构图；

图7电流前馈指令注入结构图；

图8控制系统反馈单元的电流控制结构图；

图9高速定位过程速度、三相电流及q轴电流波形图；

图10定位误差对比图；

具体实施方式

以下，参考附图，详细描述本发明的实施例。

基于比例积分系数调节的电流前馈控制方法结构示意图如图3所示，包括：

永磁同步电机单元1，永磁同步电机单元1的定子接收到功率调制单元14输出的脉宽调制波形，驱动转子旋转；

编码器单元2，用于对永磁同步电机单元1转子的转角当前位置进行测量，输出永磁同步电机单元转子机械转角θm；

电角度转换单元3，用于将由编码器单元2得到的机械转角θm转换为用于永磁同步电机空间矢量坐标变换计算用的电角度θe：

θe＝θm*p(1)

模数转换单元4，用于将电流传感器单元7输出的模拟信号转换为数字信号iu、iv、iw，便于后面计算处理；

三相电流空间矢量变换单元5，用于将由模数转换单元4得到的电流数字信号iu、iv、iw以及电角度转换单元得到的电角度θe进行三相电流空间矢量坐标变化，得到d-q轴反馈电流id、iq如式(2)所示：

速度计算单元6，用于计算永磁同步电机单元1的转子反馈速度ωfb，并将转子反馈速度ωfb转换为电角度ωe如式(3)所示：

ωe＝ωfb*p(3)

电流传感器单元7，用于将由永磁同步电机单元1输出的三相电流转换为模拟信号；

速度指令单元8，用于接收上位机发送的速度指令值vref；

速度前馈计算单元9，控制结构如图4所示，图中current_ff为电流环前馈闭环结构，用于计算控制系统前馈电流指令ifflim，具体实施方法如下：

在速度指令vref输入下，得到与前馈结构反馈速度vfffb的速度偏差值vff_err如式(4)所示：

vff_err(k)＝vref(k)-vfffb(k)(4)

其中，前馈环节反馈速度vfffb(k)由电流前馈计算单元10输出的前馈环节反馈电流经过积分计算处理得到，依据当前计算周期前馈速度反馈误差vff_err(k)及速度前馈积分系数kiff对前馈速度误差积分值vff_org(k)进行求解如式(5)所示：

vff_org(k)＝vff_org(k-1)+vff_err(k)kiff(5)

依据当前计算周期得到的前馈速度误差积分值vff_org(k)、前馈闭环的反馈速度vfffb(k)以及速度前馈比例系数kvff对q轴前馈控制电流iff进行求解如式(6)所示：

iff(k)＝(vff_org(k)-vfffb(k))kvffjff/ka(6)

式中：jff为前馈环节等效电机转子转动惯量，ka为前馈环节电机等效力矩系数。

得到前馈控制电流iff后，对前馈控制电流iff进行幅值限制，得到最终的前馈电流控制指令值ifflimifflim如式(7)所示：

式中：imax为最大电流指令值。

电流前馈计算单元10，将图4中current_ff电流环前馈闭环结构进行详细描述，如图5所示，用于计算前馈环节的反馈电流ifffb，具体实施过程如下：

采用pi控制器，实现d-q轴前馈电压指令的计算，k代表当前计算周期，k-1代表上一个计算周期，以q轴电流前馈指令为例，依据当前计算周期q轴前馈电流指令值ifflim与电流环前馈结构的q轴电流反馈值ifffb，得到前馈电流反馈偏差iqff_err如式(8)所示：

iqff_err(k)＝ifflim(k)-ifffb(k)(8)

依据当前计算周期电流反馈误差iqff_er(r)k及电流前馈积分系数kciff对前馈电流误差积分值iqff_org(k)进行求解如式(9)所示：

iqff_org(k)＝iqff_org(k-1)+iqff_err(k)kciff(9)

依据当前计算周期得到的前馈电流误差积分值iqff_org(k)，前馈闭环的反馈电流ifffb(k)以及前馈比例系数kcvff对q轴前馈控制电压uqff(k)进行求解如式(10)所示：

uqff(k)＝(iqff_org(k)-ifffb(k))kcvfflff-rffifffb(k)(10)

式中：rff为永磁同步电机前馈结构等效电阻，lff为永磁同步电机前馈等效电感值。

对q轴前馈输出电压值uqff(k)进行幅值限制，令其不超过母线电压vdc，得到最终的前馈电压指令uqffout(k)如式(11)所示：

对前馈电压指令进行积分如式(12)所示：

经过上述过程得到前馈电流环的反馈电流ifffb，由此实现前馈电流环的闭环控制；

将得到的前馈电流闭环反馈电流ifffb进行积分，得到前馈闭环的反馈速度vfffb如式(13)所示：

vfffb(k)＝vfffb(k-1)+ifffb(k)ts(13)

式中：ts为控制系统控制周期，由此得到前馈闭环的反馈速度vfffb，并作为速度前馈计算单元9的反馈速度。

速度环解算单元11，用于得到电流反馈闭环结构中的q轴电流计算指令iqref，具体实施方法如下：

如图6所示，图中current_loop为电流环反馈回路，速度环采用pi控制器，k代表当前计算周期，k-1代表上一个计算周期，依据速度指令单元8得到的vref与速度计算单元6得到的ωfb得到转速反馈偏差ωerr如式(14)所示：

ωerr＝vref-ωfb(14)

依据当前计算周期速度反馈误差ωerr及速度环积分系数kmi对速度误差积分值ωorg(k)进行求解如式(15)所示：

ωorg(k)＝ωorg(k-1)+ωerr(k)kmi(15)

依据当前计算周期得到的速度误差积分值ωorg(k)，反馈速度ωfb(k)以及比例系数kmv对q轴控制电流指令iqref(k)进行求解如式(16)所示：

iqref(k)＝(ωorg(k)-ωfb(k))kmvjm/ka(16)

式中：jm为电机转子转动惯量，ka为电机力矩系数。

电流指令合并单元12，用于将电流反馈闭环中的q轴电流指令iqref与电流前馈闭环中的q轴电流指令ifflim进行合并计算，如图7所示，得到最终的电流指令值iqout如式(17)所示：

iqout＝iqref+ifflim(17)

电流环解算单元13，依据d-q轴电流指令，解算d-q轴电压输出值ud、uq，并经过空间矢量坐标变换得到最终输出的三相相电压uu、uv、uw，具体实施过程如下：

采用d轴电流为0的控制方式idout＝0，依据电流指令合并单元12输出的q轴电流指令iqout，电流控制结构如图8所示，采用pi控制器，实现d-q轴电压指令的计算，k代表当前计算周期，k-1代表上一个计算周期，依据当前计算周期电流指令值与由三相电流空间矢量变换单元5得到的实际d-q轴电流反馈值id、iq进行计算，此时d轴电流指令idout＝0，q轴电流指令为iqout，求得电流反馈偏差id_err、iq_err如式(18)所示：

依据当前计算周期电流反馈误差id_err(k)、iq_err(k)及积分系数ki对电流误差积分值id_org(k)、iq_org(k)进行求解如式(19)所示：

依据当前计算周期得到的电流误差积分值id_org(k)、iq_org(k)，反馈电流id(k)、iq(k)以及比例系数kv对d-q轴控制电压指令进行求解如式(20)所示：

式中：rs为永磁同步电机等效电阻，ld、lq为永磁同步电机d-q轴等效电感值，ωe为永磁同步电机电角度转速值，为永磁同步电机等效磁链系数。

依据电角度转换单元3得到的电角度θe，将得到的d-q轴电压指令值进行空间矢量坐标变换，得到三相电压指令uu、uv、uw如式(21)所示：

功率调制单元14，用于将三相相电压输出信号uu,v,w进行功率放大，输出幅值为母线电压vdc的脉宽调制波形，驱动永磁同步电机单元旋转。

图9所示为采用本发明基于比例积分系数调节的电流前馈控制方法在电流环kcvff＝1400，kciff＝1000，速度环kvff＝560，kiff＝150情况下与传统低通滤波前馈速度环在低通滤波系数τ＝0.0002s的仿真波形比较，图中分别展示了在负载0.3nm下，在2ms内加速至1000rpm，保持0.5ms，并在2ms内降速至0rpm的速度指令以及反馈速度，三相电流，q轴电流。从图9(a)及图9(b)对比可以看出利用传统前馈可以在一定程度上提高控制系统的响应速度，但是最终反馈速度与指令速度仍有较大误差，并且控制系统的三相电流振荡较为剧烈。从图9(b)与图9(c)对比我们可以看出新型前馈对速度指令的跟踪能力更强，这是因为新型前馈指令计算是依据实际系统模型进行计算的，前馈指令的直接输入减弱了控制系统中积分器的作用时间，大幅提高了控制系统的响应速度。

图10所示为控制系统使用传统pi控制、低通滤波前馈以及本发明前馈控制方法的位置跟踪误差波形对比，图中分别展示了速度指令、位置跟踪误差以及u相电流输出。从图10(a)与图10(b)可以看出低通滤波型前馈的速度响应跟踪能力强于传统pi控制器，图10(b)与图10(c)可以看出使用本发明方法的速度响应能力强于传统低通滤波前馈速度控制器，并且电流振荡更小。

预计发明推广应用的可行性及前景：

随着技术的发展，对于伺服响应特性的要求越来越高，本发明可以有效提高控制系统速度环响应速度，可以广泛应用于高档加工机床、机器人、航空航天等要求高响应、高精度伺服技术的领域。

需要说明的是，以上参照附图所描述的各个实施例仅用以说明本发明而非限制本发明的范围，本领域的普通技术人员应当理解，在不脱离本发明的精神和范围的前提下对本发明进行的修改或者等同替换，均应涵盖在本发明的范围之内。此外，除上下文另有所指外，以单数形式出现的词包括复数形式，反之亦然。另外，除非特别说明，那么任何实施例的全部或一部分可结合任何其它实施例的全部或一部分来使用。