本发明涉及一种谐振隔离变换器。
背景技术：
在众多隔离型DC/DC变换器中，LLC隔离谐振变换器由于其结构简单、高效能、易实现原边开关的零电压开通(ZVS)和副边二极管的零电流关断(ZCS)、电磁干扰低等优点而得到广泛地应用。
但LLC谐振变换器存在两大问题：
1)调压性能受限，尤其轻载情况下的降压能力。LLC谐振变换器为频率调制拓扑。如图1所示，横坐标为归一化开关频率(开关频率/谐振频率)，纵坐标为归一化增益(去除变压器变比的影响)，不同曲线对应不同Q值。负载越轻，Q值越小。如图所示，轻负载降压的情况下，改变开关频率对于增益影响很小。
2)在归一化开关频率远大于1，同时轻载的情况下，原边开关会丢失零电压导通特性。
上述两个问题一方面使得LLC谐振电路无法满足很多应用的宽调压要求。另一方面，零电压导通特性的丢失使得开关损耗增大，易引发电流尖峰，增大电磁干扰问题。
技术实现要素：
本发明的目的是提供一种LLC电路的改进方案，使其在继承LLC谐振电路优点的同时，扩大其调压范围，增强其软开关特性。
为了达到上述目的，本发明的技术方案是提供了一种超宽调压范围的谐振隔离变换器，其特征在于，包括具有变压器一的半桥LLC谐振网络一及具有变压器二的半桥LLC谐振网络二，变压器一的副边为半桥LLC谐振网络一的输出端，变压器二的副边为半桥LLC谐振网络二的输出端，输入电压同时输入半桥LLC谐振网络一及半桥LLC谐振网络二，半桥LLC谐振网络一的输出端与半桥LLC谐振网络二的输出端串联后经由整流滤波电路连接负载。
优选地，所述整流滤波电路包括依次连接的整流电路及滤波电路，整流电路与所述半桥LLC谐振网络一及所述半桥LLC谐振网络二的输出端相连，滤波电路连接所述负载。
优选地，所述半桥LLC谐振网络一与所述半桥LLC谐振网络二的电路结构相同。
优选地，所述半桥LLC谐振网络一或所述半桥LLC谐振网络二包括开关一及开关二，开关一及开关二的一端形成所述半桥LLC谐振网络一或所述半桥LLC谐振网络二的输入端，开关一的另一端与开关二的另一端相连后连接电感的一端，电感的另一端连接变压器一或变压器二的原边的一端，变压器一或变压器二的原边的另一端连接电容的一端，电容的另一端与开关二的一端相连，变压器一或变压器二的原边的两端之间还跨接有励磁电感。
优选地，所述整流电路采用二极管整流桥。
优选地，所述滤波电路采用电容滤波器。
本发明的重要有益效果：
1)大幅提升LLC谐振电路的降压能力，可以在任意负载情况下，降压至0。
2)与传统LLC电路相比，原边开关的零电压导通特性大幅提升。这是由于所提电路在降压时采用两个半桥的移相控制取代调频控制，对于单个半桥而言，其开关网络输出(vab1，vab2)始终为频率不变的方波，从而在励磁电感Lm1与Lm2上产生恒定不变的循环电流。循环电流的大小是影响零电压导通特性的关键因素。当循环电流大小不受到输出电压和负载的影响，就意味着全范围的零电压导通特性。
附图说明
图1为传统LLC电路中归一化电压增益与工作频率的对应关系；
图2为复合半桥LLC谐振隔离变换电路；
图3为调频控制下驱动波形与半桥输出波形；
图4为移相控制下驱动波形与半桥输出波形；
图5为移相控制下归一化电压增益与移相角的对应关系。
具体实施方式
为使本发明更明显易懂，兹以优选实施例，并配合附图作详细说明如下。
本发明公开的一种超宽调压范围的谐振隔离变换器提出了一种基于LLC的新型谐振拓扑以及相应的控制策略。采用所提拓扑及控制策略，谐振电路可以实现超宽调压范围，一方面其具备与传统LLC谐振电路相同的优异升压特性。另一方面，在任意负载情况下，可以降压至零。此外在全负载、增益范围内都可以实现原边开关的零电压导通。
本发明公开的一种超宽调压范围的谐振隔离变换器的电路结构如图2所示。输入电压Vin接入两个相同的半桥LLC谐振网络。上方的半桥LLC谐振网络由开关S1、开关S2、电感Lr1、电容Cr1、励磁电感Lm1和变压器T1构成。下方的半桥LLC谐振网络由开关S3、开关S4、电感Lr2、电容Cr2、励磁电感Lm2和变压器T2构成。两个半桥LLC谐振网络通过变压器T1和变压器T2的副边串联在一起，后面接由二极管D1至D4构成的二极管整流桥和电容滤波器Co，最后接负载R0。
上述的控制策略分为两种：一种是升压时采用调频控制；另一种是降压时采用移相控制。调频控制下驱动波形与半桥输出波形如图3所示。信号vgs1-4对应开关S1-4包含死区的驱动波形，S1与S3驱动波形相同，S2与S4驱动波形相同。信号vab1与vab2是半桥输出波形，其在图2中已经标识出来。在调频控制中vab1与vab2波形重合，频率可变。通过降低开关频率，本发明的电路增益大于1且可调。其工作方式与传统LLC电路开关频率小于1时一致，增益曲线可参考图1中归一化开关频率小于1的曲线。
降压时采用移相控制，驱动波形与半桥输出波形如图4所示。此时S1与S2的驱动信号互补有死区，S3与S4的信号互补有死区，同时S1、S2与S3、S4开关频率恒定，有相位差。利用控制移相角的大小来控制电路增益。如图5所示，当移相角为0，归一化增益为1；随着移相角增大，增益减小；当移相角为180度时，无论负载大小，增益降为0。
将本发明提供的电路应用在车载充电领域，采用如图2而所示电路连接。其中输入电压设为390V，谐振频率设为100kHz，输出电压范围设为[100V，420V]，T1与T2变压器变比设置为13∶14。这里只采用移相控制，当移相角为0时，归一化增益为1，输出电压为最大值＝390*1*14/13＝420V。增大移相角，电压输出减小，直至降低为100V。