具有双T型谐振网络的ECPT系统及其参数设计方法与流程

本发明涉及无线电能传输技术，具体涉及一种具有双t型谐振网络的ecpt系统及其参数设计方法。

背景技术

无线电能传输(wirelesspowertransfer,wpt)技术借助磁场、电场、激光、微波等软介质实现电能从电源系统到用电设备的无电气接触传输，彻底摆脱了导体连接的束缚，从而具有便捷、灵活、安全、可靠等优点。作为一种电能柔性接入与传输方式，其广阔的市场前景和科学研究价值正日益引起全球专家学者的高度重视，现已成为现代电气工程及自动化领域研究的热点。其中，基于电场耦合的电能传输方式具有电能耦合机构简易轻薄，形状易变；在工作状态中，电场耦合机构的绝大部分电通量分布于电极之间，对周围环境的电磁干扰很小；当电场耦合机构之间或周围存在金属导体时，不会引起导体产生涡流损耗等特点。因此，越来越多的专家学者围绕电场耦合无线电能传输技术展开研究。该技术可以为厨房电器和消费电子等中小功率设备供电；在大功率设备充/供电研究方面，例如电动汽车充/供电领域，也有相关报道。

在某些ecpt技术的应用场景中，例如电动汽车、厨房电器以及消费电子等可移动负载设备的充/供电，系统的电能拾取端(包括：负载，拾取端耦合极板以及功率调节电路等)经常会从供电系统中移入-移除。拾取端的移入-移除可视为一个机械过程，其时间尺度远大于ecpt系统的运行周期。此外，在实际应用中，许多用电设备都安装有电源开关，开关的通断等效为用电设备(负载)的投入-切除。某些家用电器，例如电热水壶，当水沸腾后会自动切断电源。以上几种工况可视为负载在极短的时间内投入到系统或从系统中切除。为了便于区分，本文将拾取端的移入-移除称为负载的移动，将用电设备的投入-切除称为负载的投切。

当负载突然切除时，传统的串联补偿将会在补偿电感上产生很大的电压尖峰，存在安全隐患。因此，有学者在文献：l.huang,a.p.hu,a.swain,andy.g.su,"z-impedancecompensationforwirelesspowertransferbasedonelectricfield,"ieeetrans.powerelectronics,vol.31,pp.7556-7563,november2016.提出了一种基于z阻抗补偿的ecpt系统有效地解决了该问题。然而，在matlab仿真平台用其电路模型和参数进行仿真，仿真发现逆变器输出电流在负载切除后激增，存在烧毁逆变器开关管的风险。在这种情况下，必须保护ecpt系统的电能发射端。此外，虽然一些ecpt系统未采用串联补偿方式，但是在负载切除或移除后系统的待机功率仍然很大，不利于节能减排，并且系统拓扑也相对比较复杂，需要较多的无功元件。

技术实现要素：

为解决上述问题，本发明首先提出了一种具有双t型谐振网络的ecpt系统，无论负载是移动还是投切，该系统都能防止逆变器开关管出现过电压和过电流冲击。在负载移除或切除后，系统的输入功率较小，自动进入低功耗待机状态，减少系统的损耗；在负载移入或投入后系统能够重新高效地为负载提供需要的功率，并能在负载移除前后始终稳定可靠地工作。以上所有功能都是通过系统拓扑及其相关的参数设计方法实现的，不依赖任何额外的检测和控制方法，降低了系统成本和控制器的设计难度。

为了实现上述目的，本发明所采用的具体技术方案如下：

一种具有双t型谐振网络的ecpt系统，其关键在于：在电能发射端设置有两个t型谐振网络，其中第一t型谐振网络是由电感l1、电感l2以及电容c1构成的t型lcl谐振网络，第二t型谐振网络是由电容c2、电感l3以及电场耦合机构的等效电容cs构成的t型clc谐振网络，所述第一t型谐振网络的输入端与逆变器的输出端连接，第一t型谐振网络的输出端与第二t型谐振网络的输入端连接，第二t型谐振网络中的电感l3的两端分别对应连接在电场耦合机构中的两块发射极板上。

可选地，电感l1与电感l3的比值k<1。

可选地，所述逆变器是由开关管s1、开关管s2、开关管s3和开关管s4组成的全桥逆变电路。

可选地，所述第一t型谐振网络和所述第二t型谐振网络的工作角频率与谐振角频率均相同。

可选地，电容c2的容值大小与耦合机构等效电容的容值大小相同。

可选地，在电能接收端，耦合机构中的两块能量接收极板连接在整流电路的输入端，整流电路的输出端连接滤波电容cf后为负载供电。

为了满足相应的功能需求，上述系统的参数设计方法如下：

s1：根据应用场景需求设定参数vin、rl、f、k、cs，其中vin为供电电压的有效值，rl为负载电阻值，f为系统工作频率，k为电感l1与电感l3的比值，且k<1，cs为耦合机构的等效电容值；

s2：根据公式λ1＝c2/cs＝1，l1＝l2＝kl3计算电感l1、电感l2、电感l3、电容c1以及电容c2的参数大小；

s3：计算输入电流il1的thdi值；

s4：判断thdi是否小于阈值，如果小于，则得到满足设计要求的系统参数，否则调整参数f，返回步骤s2重新设计。

作为优选，thdi的阈值<5％。

与现有技术相比，本申请提供的技术方案，具有的技术效果或优点是：

无需任何额外的检测和控制电路即可实现在负载投入后高效地为负载提供需要的功率，在负载切除(移除)后工作在低功耗待机状态，降低了系统成本和控制器的设计难度；与专利201611088906.9公开的方案相比，在相同的输入电压vin，相同的运行频率f，相同的耦合机构cs，以及相同的负载电阻rl下，传输功率可提高1/k²倍左右，并且电感l1的值减小了100k％，代价是增加了一个谐振电容。

附图说明

图1为本发明提出的具有双t型谐振网络的ecpt系统电路拓扑图；

图2为图1的等效电路图；

图3为图2中t型clc谐振网络的等效电路图；

图4为图2中t型lcl谐振网络的等效电路图；

图5为系统带载时的等效电路图；

图6为带负载简化后的等效电路图；

图7为负载移除后系统的等效电路；

图8为l3与c2谐振时系统的等效电路；

图9为系统负载移除后简化的等效电路；

图10为ecpt系统输入阻抗随cs的变化曲线；

图11为k<1时，ecpt系统的等效电路；

图12为系统主要参数设计流程图；

图13为逆变输出电压和输出电流的仿真波形；

图14为负载切除-切入时逆变器输出电流瞬态响应仿真波形；

图15为逆变输出电压和输出电流的实验波形；

图16为负载移除-移入时逆变器输出电压电流瞬态响应实验波形；

图17为负载切除-切入时逆变器输出电压电流瞬态响应实验波形。

具体实施方式

为了更好的理解上述技术方案，下面将结合说明书附图以及具体的实施方式，对上述技术方案进行详细的说明。

如图1所示，本实施例提供一种具有双t型谐振网络的ecpt系统，在电能发射端设置有两个t型谐振网络，其中第一t型谐振网络是由电感l1、电感l2以及电容c1构成的t型lcl谐振网络，第二t型谐振网络是由电容c2、电感l3以及电场耦合机构的等效电容cs构成的t型clc谐振网络，所述第一t型谐振网络的输入端与逆变器的输出端连接，第一t型谐振网络的输出端与第二t型谐振网络的输入端连接，第二t型谐振网络中的电感l3的两端分别对应连接在电场耦合机构中的两块发射极板上。

通过图1可以看出，谐振电感l1、l2、l3与谐振电容c1、c2组成了系统的补偿网络，供电电源为vin，逆变器是由开关管s1、开关管s2、开关管s3和开关管s4组成的全桥逆变电路，补偿网络与两块发射极板共同构成系统的电能发射端，全桥整流器(d1-d4)、负载电阻rl与两块接收极板构成系统的电能拾取端。

图2为ecpt系统的等效电路。通过图2可以看出，逆变器输出等效为一个方波电压源uin，cs表示电场耦合机构的等效电容(cs＝cs1cs2/(cs1+cs2))，req表示负载电阻rl与全桥式整流器的等效电阻(req＝8rl/π²)。谐振电感l1、l2与谐振电容c1组成了t型lcl谐振网络，谐振电容c2、谐振电感l3与耦合机构等效电容cs组成了t型clc谐振网络。

针对t型clc谐振网络而言，图3为其电路拓扑图，假设输入为理想的交流电压源u1，其余电路元件与图2中对应的部分一致。

忽略电路中无功元件的损耗，可以得到以下关系式：

其中，zin1,ω1,ω01,ωn1,q1和λ1分别表示t型clc网络的输入阻抗，工作角频率，谐振角频率，归一化角频率，负载品质因数和电容之比，且：

输出电流的有效值表达式为：

负载电流相对于输入电流的增益可表示为：

t型clc网络的特性取决于归一化角频率ωn1与电容比λ1的不同组合。当ωn1＝1时，联立式(1)，(3)和(4)可得：

当λ1＝1时，式(5)可简化为：

由式(6)可知，当ωn1＝1，λ1＝1时，t型clc网络运行在零相角zpa输入状态，功率因数较高。此外，t型clc网络的输入阻抗与负载电阻成反比的关系，可根据负载电阻的大小将输入阻抗放大或者缩小。

针对t型lcl谐振网络而言，图4为其电路拓扑图，假设输入为理想的交流电压源u2，其余电路元件与图2中对应的部分一致。

t型lcl谐振网络的分析方法与t型clc谐振网络的分析方法相同。由于篇幅限制，不再赘述，此处仅给出推导的结论。

当ωn2＝1，λ2＝1时，可得：

其中，zin2,ω2,ωn2,q2和λ2分别表示t型lcl网络的输入阻抗，工作角频率，归一化角频率，负载品质因数和电感之比。

为简化稳态时的分析，采用基波近似的方法建立系统的模型。使用傅立叶三角级数公式将逆变输出电压展开，即：

其中，vin表示供电电压的有效值，ω为ecpt系统的工作角频率。

其中，uin_fd表示逆变输出电压的基波分量。

针对负载变化情况，系统带负载工作时的等效电路如图2所示。易知ω1＝ω2＝ω，根据式(6)，可将图2简化为如图5所示的等效电路。

将式(6)代入式(8)可得：

zin2＝(ω1²l1c2)²req(11)

假设：l1＝kl3(12)

k表示电感l1与l3的比值。那么，式(11)可表示为：

zin2＝k²req(13)

因此，ecpt系统带负载工作时的等效电路可简化为如图6所示的结构。

在负载移除后系统的等效电路如图7所示。由式(2)可知，l3与c2谐振，因此图7可简化为图8所示的等效电路。

由式(8)可知此时t型lcl网络的输入阻抗近似无穷大，即：

zin2＝rinf(14)

rinf表示电阻趋于无穷大。因此，ecpt系统在负载移除后可简化为如图9所示的等效电路。

由图6和图9可知，当负载投入后，ecpt系统可等效为一个正弦电压源串联一个电阻k²req；当负载移除后，ecpt系统等效为开路。因此，本发明提出的ecpt系统无需任何额外的检测和控制策略即可实现当负载投入后，为负载传输电能；当负载移除后，工作在低功耗状态。

接下来对负载移动暂态过程进行分析，当拾取端从供电系统中移入移除时，系统会从一个稳态过渡到另一个稳态。由于拾取端移动过程的时间尺度远大于ecpt系统的运行周期，因此可视为一个准静态过程。因而拾取端的移入移除可等效为耦合机构等效电容的变化。图10给出了ecpt系统输入阻抗随耦合机构等效电容cs的变化曲线，作图用到的系统参数与表1中的参数一致。

由图10可知，当耦合机构完全对准时，系统的输入阻抗最小，随着耦合机构等效电容值的减小，ecpt系统的输入阻抗逐渐增大。因此，在拾取端从供电系统移除的过程中，不会有任何电压电流尖峰产生。

针对比值k的选择由式(12)可知，k表示电感l1与l3的比值。由式(2)可知，l3与cs谐振。由于许多ecpt系统的电场耦合机构的等效电容值为上百pf，系统的运行频率通常在数百khz到mhz。因此，l3的值通常在上百uh。当k<1时，l1<l3，有利于减小ecpt系统电感的体积和损耗，提升系统的功率传输能力。当k<1时，图2所示的ecpt系统等效电路可简化为图11所示的等效电路，l2和c2被ceq替代，有利于减小系统的体积和损耗。因此，在大多数应用中，建议k的取值小于1。

thdi可用于判定逆变输出电流是否为标准的正弦形式。需要注意的是，前文所有的公式推导均是基于正弦近似的方法，因而，模型和分析的精确性取决于输入电流il1的thdi。thdi定义为：

其中，i1和in分别表示输入电流il1的基波分量和奇次谐波分量的有效值。

综合上述分析，本发明提出的ecpt系统的参数设计流程图如图12所示，具体步骤为：

s1：根据应用场景需求设定参数vin、rl、f、k、cs，其中vin为供电电压的有效值，rl为负载电阻值，f为系统工作频率，k为电感l1与电感l3的比值，且k<1，cs为耦合机构的等效电容值；

s2：根据公式λ1＝c2/cs＝1，l1＝l2＝kl3计算电感l1、电感l2、电感l3、电容c1以及电容c2的参数大小；

s3：计算输入电流il1的thdi值；

s4：判断thdi是否小于阈值，如果小于，则得到满足设计要求的系统参数，否则调整参数f，返回步骤s2重新设计。

需要注意的是，输入电流il1的thdi对系统的功率传输能力有重要的影响，因而thdi的阈值应设置得尽量小以利于传输更多的功率。在参数设计过程中，若输入电流il1的thdi值高于阈值，可适当调整系统运行频率f以使系统参数满足设计要求，通常thdi的阈值<5％。

为了验证本文提出的ecpt系统拓扑及其参数设计方法的可行性及负载投切的效果，根据图2所示的ecpt系统等效电路在matlab仿真平台建立了系统的仿真电路模型。首先设定vin、rl、k、cs的值和f的初值，然后按照图12所示的参数设计流程确定l1、l2、l3、c1、c2、f、cs的值，得到一组系统主要参数值如表1所示，将此参数代入仿真模型，通过仿真得到图13和图14的结果。

表1系统主要参数

图13为逆变输出电压和输出电流的仿真波形，输出电流il1的thdi为1.1％。由图可知，全桥型谐振变换器输出电流的相位略微滞后于输出电压的相位，表明从输入侧看过去整个电路的总阻抗呈现出弱感性，即实现了zvs运行状态。图14为负载切除-切入时逆变器输出电流的瞬态响应仿真波形。由图可知，电流没有出现任何尖峰并快速减小到0.01a以下，与前述理论分析一致。当负载切入时，逆变电流迅速增大到系统带负载工作时的电流值。

在理论分析和仿真研究的基础上还搭建了ecpt系统实验样机装置，进一步验证负载移动和负载投切的实际效果。逆变器使用的开关管型号为c2m0080120d型sicmosfet，整流桥使用的二极管型号为c3d20060d型sic肖特基二极管，谐振电容和谐振电感分别为高频陶瓷电容电容和空心电感。图15为逆变输出电压和输出电流的实验波形，由图可知逆变器实现了zvs运行。图16为负载移除-移入时逆变器输出电压电流瞬态响应实验波形。由图可知逆变器输出电压在负载移除-移入的过程中未发生电压过冲。当负载移除后，逆变输出电流没有出现任何尖峰并且快速降低至0.01a以下，ecpt系统处于低功耗运行状态；当负载移入后，ecpt系统为负载提供需要的功率。在负载移入移除的过程中，开关管很好地避免了过电流和过电压的冲击。图17为负载切除-切入时逆变器输出电压电流瞬态响应实验波形。由图可知，负载切入切除的实验结果与负载移入移除的实验结果基本一致，表明本发明提出的ecpt系统在两种工况下都能很好地工作。

当系统带载运行时，系统的直流输入电压为20v，输入电流为1.63a。负载两端的直流电压为37v，系统的输出功率为27.4w，系统的电能传输效率约为84％；当系统空载运行时，系统的输入功率小于0.25w。本文提出的ecpt系统无需任何额外的检测和控制电路即可实现在负载投入时，高效稳定地为负载提供需要的功率；在负载切除后工作在低功耗状态。

综上所述，利用本发明提出的ecpt系统及其参数设计方法，能够有效解决由负载移动和投切引起的电流电压冲击问题。无需任何额外的检测与控制电路即可实现在负载投入后，高效地为负载传输电能；在负载切除后，系统能自动工作在低功耗待机状态，降低了电路设计的难度，控制简单，实现方便。

最后应当指出的是，上述说明并非是对本发明的限制，本发明也并不仅限于上述举例，本技术领域的普通技术人员在本发明的实质范围内所做出的变化、改性、添加或替换，也应属于本发明的保护范围。