逆变器并联控制系统及方法与流程

1.发明领域

本文所述的至少一些实施例总体上涉及不间断电源(ups)。

2.相关技术的讨论

使用电力设备(诸如，不间断电源(ups))为敏感负载和/或关键负载(诸如，计算机系统和其他数据处理系统)提供经稳压的、不间断的电力是已知的。已知的不间断电源包括在线式ups、离线式ups、线交互式ups以及其他。在线式ups在ac功率的主要来源中断时提供经调节的ac功率以及备用ac功率。离线式ups通常不提供对输入ac功率的调节，但是确实在主ac电源中断时提供备用ac功率。线交互式ups类似于离线式ups之处在于当发生停电的时候，它们都切换到电池电源，但线交互式ups通常还包括用于稳压由ups提供的输出电压的多抽头变压器。

传统的在线式ups使用功率因数校正电路(pfc)对由电业公司提供的输入功率进行整流，以向dc总线提供功率。整流后的dc电压通常用于在干线功率是可用的时对电池充电，以及向dc总线提供功率。在没有干线功率的情况下，电池向dc总线提供功率。逆变器从dc总线生成到负载的ac输出电压。由于dc总线由干线或者电池供电，因此在干线出现故障并且电池被充分充电时，ups的输出功率是不间断的。通常的在线式ups也可以在旁路模式中操作，其中具有基本保护的未调节的功率经由旁路线路直接从ac电源提供给负载。

为了提供增强的可扩充性和/或冗余性，两个或更多个ups可以被电气地连接以形成具有一个输出端的单个并联ups系统。在这样的系统中，多个ups的组合可以将增加的功率容量提供到附接到并联ups系统的负载。并且，如果并联耦合的ups中的一个发生故障，则并联耦合的ups中的其他ups可以作为发生故障的ups的备份。

概要

本发明的至少一个方面是针对一种不间断电源(ups)系统，其包括：输入端，所述输入端配置为耦合到ac源并从ac源接收输入ac功率；输出端，所述输出端配置为向负载提供输出ac功率；转换器，所述转换器耦合到输入端并配置为将输入功率转换成dc功率；逆变器，所述逆变器具有耦合到ups的输出端的逆变器输出端，逆变器配置为将dc功率转换成输出ac功率并将输出ac功率提供给输出端；以及控制器，所述控制器配置为操作逆变器以向输出ac功率引入电压下垂(droop)，其中控制器包括耦合到逆变器输出端的有功功率下垂控制器，有功功率下垂控制器包括：第一移动平均滤波器，其被配置为对逆变器的瞬时有功功率进行采样以获得瞬时有功功率样本，并计算瞬时有功功率样本的第一dc分量；以及第一min-max滤波器，其被配置为从第一移动平均滤波器接收瞬时有功功率样本的第一dc分量，并输出瞬时有功功率样本的第二dc分量，该瞬时有功功率样本的第二dc分量具有比第一dc分量的收敛时间小的收敛时间，其中有功功率下垂控制器被配置为基于第二dc分量来计算电压下垂。

根据一个实施例，控制器还被配置为操作逆变器以将频率下垂引入到输出ac功率，并且控制器包括耦合到逆变器输出端的无功功率下垂控制器，无功功率下垂控制器包括：第二移动平均滤波器，其被配置为对逆变器的瞬时无功功率进行采样以获得瞬时无功功率样本，并计算瞬时无功功率样本的第一dc分量；以及第二min-max滤波器，其被配置为从第二移动平均滤波器接收瞬时无功功率样本的第一dc分量，并输出瞬时无功功率样本的第二dc分量，该瞬时无功功率样本的第二dc分量具有比来自第二移动平均滤波器的第一dc分量的收敛时间小的收敛时间，以及其中无功功率下垂控制器被配置为基于第二min-max滤波器的第二dc分量来计算频率下垂。

根据另一实施例，控制器还包括电压参考生成模块，其被配置为基于与基础频率参考相对应的第一dc参考信号和与基础峰值电压参考相对应的第二dc参考信号来生成正弦波信号和余弦波信号。在一个实施例中，有功功率下垂控制器还被配置为基于从参考生成模块接收的正弦波信号和在逆变器输出端处测量的瞬时电流来计算瞬时有功功率样本。在另一个实施例中，有功功率下垂控制器还被配置为基于逆变器的额定有功功率输出和期望电压下垂来计算有功功率下垂系数，并且通过将瞬时有功功率样本的第二dc分量乘以有功功率下垂系数来计算电压下垂。

根据一个实施例，无功功率下垂控制器还被配置为基于从参考生成模块接收的余弦波信号和在逆变器输出端处测量的瞬时电流来计算瞬时无功功率样本。在一个实施例中，无功功率下垂控制器还被配置为基于逆变器的额定无功功率输出和期望频率下垂来计算无功功率下垂系数，并且通过将瞬时无功功率样本的第二dc分量乘以无功功率下垂系数来计算频率下垂。

根据另一个实施例，控制器还被配置为向输出端引入虚拟输出电阻。在一个实施例中，在将虚拟输出电阻引入到输出端时，控制器还被配置为基于在ups的输出端处测量的瞬时电流和虚拟电阻值来计算逆变器的瞬时电压下降，并且从正弦波信号中减去瞬时电压下降。在另一个实施例中，控制器还包括下垂补偿控制器，该下降补偿控制器被配置为补偿输出ac功率的由于耦合到输出端的非线性负载而导致的失真。在一个实施例中，在补偿输出ac功率的由于非线性负载而导致的失真时，下降补偿控制器还被配置为在完整的基本周期中将瞬时采样的逆变器输出电压误差存储在缓冲区中，并且在随后的基本周期中将所存储的误差电压添加到正弦波信号。

根据一个实施例，控制器还包括循环电流防止控制器，其被配置为最小化逆变器的dc循环电流。在一个实施例中，ups系统还包括dc总线，该dc总线耦合到转换器并且被配置为从转换器接收dc功率，并且控制器还包括反向功率防止控制器，该反向功率防止控制器被配置为监测dc总线的过电压状况，并且响应于识别dc总线上的过电压状况，向正弦波信号添加过电压偏移。在另一个实施例中，控制器还包括输出同步模块，该输出同步模块被配置成接通逆变器，并且响应于接通逆变器，使逆变器与耦合到输出端的负载总线同步。

本发明的另一方面是针对一种用于操作ups系统的方法，ups系统包括被配置为耦合到电源的输入端、输出端、dc总线和耦合到dc总线的逆变器，所述方法包括从电源接收输入功率，维持dc总线上的dc功率，使用逆变器将来自dc总线的dc功率转换成输出ac功率，将输出ac功率提供到输出端，以及将电压下垂和频率下垂引入到输出ac功率，其中，将电压下垂和频率下垂引入到输出ac功率包括对逆变器的瞬时有功功率进行采样以获得瞬时有功功率样本；计算瞬时有功功率样本的第一dc分量；对瞬时有功功率样本的第一dc分量进行滤波以生成瞬时有功功率样本的第二dc分量，瞬时有功功率样本的第二dc分量具有比瞬时有功功率样本的第一dc分量的收敛时间小的收敛时间；以及基于瞬时有功功率样本的第二dc分量来计算电压下垂；对逆变器的瞬时无功功率进行采样以获得瞬时无功功率样本；计算瞬时无功功率样本的第一dc分量；对瞬时无功功率样本的第一dc分量进行滤波以生成瞬时无功功率样本的第二dc分量，瞬时无功功率样本的第二dc分量具有比瞬时无功功率样本的第一dc分量的收敛时间小的收敛时间；以及基于瞬时无功功率样本的第二dc分量来计算频率下垂。

根据一个实施例，该方法还包括向输出端引入虚拟输出电阻。在一个实施例中，该方法还包括补偿输出ac功率的由于耦合到输出端的非线性负载而引起的失真。在另一实施例中，该方法还包括使逆变器的dc循环电流最小化。在一个实施例中，该方法还包括接通逆变器，并且响应于接通逆变器，使逆变器与耦合到输出端的负载总线同步。

本发明的至少一个方面是针对一种并联ups系统，其包括：配置为耦合到ac源的ac输入干线总线；配置为耦合到负载的输出总线；多个不间断电源(ups)，每个ups包括配置为耦合到ac输入干线总线并从ac源接收输入ac功率的输入端、耦合到输出总线并配置为向负载提供输出ac功率的输出端；转换器，所述转换器耦合到输入端并且被配置成将输入功率转换成dc功率；dc总线，所述dc总线耦合到转换器并被配置为从转换器接收dc功率；以及逆变器，所述逆变器耦合到dc总线并具有耦合到ups的输出端的逆变器输出端，所述逆变器被配置为将来自dc总线的dc功率转换成输出ac功率并向输出端提供输出ac功率；以及用于通过将电压下垂和频率下垂引入到每个ups的输出ac功率来在多个不间断电源之间共享提供给负载的功率的装置。

附图说明

附图不旨在按比例绘制。在附图中，在各个图中示出的每个相同的或者几乎相同的部件用相似的编号表示。出于清楚的目的，并非每个部件都可以在每个图中被标记。在附图中：

图1是根据本文描述的方面的并联ups系统的框图；

图2是示出根据本文描述的方面的下垂控制器的框图；

图3是根据本文描述的方面的逆变器电压参考生成模块的框图；

图4是根据本文描述的方面的有功功率下垂控制器的框图；

图5是根据本文描述的方面的无功功率下垂控制器的框图；

图6是根据本文描述的方面的移动平均滤波器模块的框图；

图7是示出根据本文描述的方面的移动平均滤波器的操作的曲线图；

图8是示出根据本文描述的方面的移动平均滤波器的输出的曲线图；

图9是根据本文描述的方面的示例并联逆变器系统的框图；

图10是示出根据本文描述的方面的虚拟输出电阻对逆变器的不同特性的影响的曲线图；

图11是根据本文描述的方面的实现虚拟输出电阻的控制回路的框图；

图12a是示出根据本文描述的方面的耦合到线性负载的逆变器的rms输出的曲线图；

图12b是示出根据本文描述的方面的耦合到非线性负载的逆变器的rms输出的曲线图；

图13是根据本文描述的方面的两个并联逆变器的控制框图；

图14是示出根据本文描述的方面的采样逆变器输出电压误差的曲线图；

图15是根据本文描述的方面的循环电流防止控制器的框图；

图16是根据本文描述的方面的反向功率防止控制器的框图；

图17是根据本文描述的方面的输出同步模块的框图；

图18a是示出根据本文描述的方面的逆变器的初始和最终无功功率下垂特性的曲线图；

图18b是示出根据本文描述的方面的逆变器的初始和最终有功功率下垂特性的曲线图；以及

图19为在其上可实施本发明的各个实施例的系统的框图。

详细描述

本文所讨论的方法和系统的示例并不将其应用限于下面描述中阐述的或者在附图中示出的部件的结构和布置的细节。方法和系统能够在其他实施方式中实施，并且能够以各种方式实践或执行。本文提供的特定实现的示例仅用于说明性目的而并不旨在限制。具体来说，结合任何一个或更多个示例论述的动作、部件、元件以及特征不旨在排除任何其他的示例中的类似作用。

另外，本文所用的措辞和术语是出于描述的目的，而不应视为具有限制性。对于本文中以单数引用的系统和方法的示例、实施方式、部件、元件或者动作的任何引用也可以包含包括复数的实施方式，并且对于本文的任何实施方式、部件、元件或者动作以复数的任何引用也可以包含仅包括单数的实施方式。单数形式或者复数形式的引用并不旨在限制当前公开的系统或者方法、它们的部件、动作或者元件。本文使用“包括(including)”、“包括(comprising)”、“具有”、“含有”和“涉及”及其变型意在包括其后列举的项目和其等价物以及额外的项目。对“或”的引用可解释为包括性的，使得使用“或”所描述的任何术语可以指示所描述的术语的单个、多于一个以及全部中的任何一种。另外，在本文件和通过引用并入的文件之间术语的用法不一致的情况下，在并入的参考文献中的术语用法作为对本文件中的术语用法的补充；对于不可协调的不一致，以本文件中的术语用法为准。

在并联ups系统中，两个或更多个ups的逆变器可以电连接以形成具有一个输出端的单个并联ups系统，该单个并联ups系统可以提供若干优点，例如功率增强能力、模块性、n+1冗余、可靠性和易于维护性。用于控制这种并联ups系统的一个典型解决方案是具有模拟信号通信的主从控制系统。在主从控制系统中，一个逆变器被配置为主逆变器，而系统中的其他逆变器被配置为从逆变器。主逆变器控制系统的输出电压，而从逆变器平等共享负载电流。在一个传统的主从控制系统中，主逆变器向所有从逆变器发送电流参考信号。在另一传统主从控制系统中，主逆变器仅控制系统的输出电压，而从逆变器基于系统中的健康逆变器的数量和负载电流来确定它们的期望电流参考。

上面讨论的传统主从控制系统可能具有各种缺点。例如，在主逆变器向所有从逆变器发送电流参考的情况下，在主逆变器和每个从逆变器之间需要通信。在从逆变器基于负载电流和系统中的健康逆变器的数量来确定它们的期望电流参考的情况下，模拟负载电流信息通常必须被发送到每个从逆变器，并且每个从逆变器通常还必须知道当前共享负载的健康逆变器的数量。另外，在主从控制系统中，需要在逆变器之间传送多个额外的高速数字信号处理器(dsp)通用输入和输出(gpio)信号，以实现主从控制。因此，通常需要在系统中的逆变器之间的复杂通信，特别是当系统中的单元的数量超过两个时。

用于控制并联ups系统的另一个典型解决方案是下垂控制系统，该解决方案可以解决主从控制系统的一些缺点。在典型的下垂控制系统中，在系统中的每个逆变器的输出端处引入虚拟阻抗，以驱动在并联逆变器之间的电流/功率共享。这些虚拟输出阻抗基于平均有功和无功输出功率或瞬时电流来提供每个逆变器的输出电压和频率的必要下垂，以驱动适当的负载共享。虚拟阻抗可以是电阻性的、电感性的或两者。在典型的下垂控制系统中，在逆变器之间不需要控制信号。

然而，上面讨论的传统的下垂控制方法可能具有各种缺点。例如，下垂控制，尽管其具有在没有控制通信的情况下在ups之间提供负载共享的能力，但是可以危害功率共享准确度的振幅和频率输出电压调节。此外，下垂控制系统通常需要对每个逆变器的瞬时输出有功和无功功率的dc/平均值进行快速计算，这可以具有大的二次谐波脉动(特别是在单相应用中)。具有低截止频率和慢响应时间的低通滤波器通常用在传统下垂控制系统中。这种滤波器可以导致在逆变器之间的差的动态电流共享。因此，在干扰(例如负载变化或单元跳闸)之后，大的循环电流可以在逆变器单元之间流动一段相对长的时间。基于下垂控制的系统还可以因dc偏移控制的缺乏、有功功率反向流保护的缺乏以及负载下降而受到损害。

如本文所述，在至少一些实施例中提供了一种用于并联多个逆变器而没有逆变器控制互连的新的下垂控制系统和方法。本文描述的下垂控制系统和方法包括下垂系统架构，该下垂系统架构被配置为处理上述传统下垂控制缺点。更具体地，本文描述的下垂控制系统和方法可以提供更快的动态负载共享响应、改进的输出电压调节和低电压总谐波失真(thd)、在轻/空载处的dc总线过电压控制、dc循环电流控制和/或与负载总线控制的改进的同步。本文描述的下垂控制系统和方法还可以处理高输出阻抗和低输出阻抗，并且适用于模拟实现和数字实现。

图1是根据本文描述的方面的并联ups系统100的框图。并联ups系统100包括ac输入干线总线102、多个([n个])ups系统104和逆变器输出总线115。每个ups系统104包括输入端101、转换器103、dc总线106、逆变器108、输出端110、电池112以及控制器114。输入端102配置为耦合到ac输入干线总线102并且也耦合到转换器103。dc总线106被耦合在转换器103和逆变器108之间。输出端110被耦合到逆变器108的输出端111。输出端110还被配置为耦合到逆变器输出总线115，并且逆变器输出总线115可以耦合到负载116。电池112经由dc-dc转换器107耦合到dc总线106。控制器114配置成监测输入端101、输出端110、转换器103、dc总线106和/或逆变器108。

在每个ups104中，控制器114被配置成监测由输入端101从ac输入干线总线102接收的输入ac功率，并且基于所接收的输入ac功率的状态在不同的操作模式中操作ups104。当提供到输入端101的ac功率是可接受的(例如，高于输入功率阈值)时，控制器114在正常操作模式中操作ups104。在正常操作模式中，来自输入端101的ac功率被提供给转换器103。根据一个实施例，转换器103是功率因数校正(pfc)转换器103；然而，在其他实施例中，可以使用其他类型的转换器。控制器114操作转换器103以将ac功率转换成dc功率并且向dc总线106提供dc功率。在至少一个实施例中，dc功率从dc总线106提供给dc-dc转换器107，并且dc-dc转换器调节接收到的dc功率，并且将调节后的dc功率提供给电池112以对电池112充电。在正常操作模式中，逆变器108从dc总线106接收dc功率，且控制器114操作逆变器108以将dc功率转换成经调节的ac功率，并且经由输出端110和逆变器输出总线115向负载116提供经调节的ac功率。

在每个ups104中，当提供到输入端101的ac功率是不可接受的(例如，低于输入功率阈值)时，控制器114在备用操作模式中操作ups104。在备用操作模式中，来自电池112的dc功率(例如由dc/dc转换器107)调节并且被提供给dc总线106。逆变器108从dc总线106接收dc功率，且控制器114操作逆变器108以将dc功率转换成经调节的ac功率，并且经由输出端110和逆变器输出总线115向负载116提供经调节的ac功率。

根据至少一个实施例，并联ups系统100还包括旁路面板118，旁路面板118被配置成选择性地将逆变器输出总线115耦合到负载116(例如，在正常操作模式和备用操作模式中)，并且在旁路操作模式中选择性地将ac输入干线总线102直接耦合到负载116，其中控制器114确定输入ac功率的调节不是必需的，并且输入ac功率应当直接提供给负载116。

图2是示出ups104的下垂控制器200的框图。如在图2中所示的，下垂控制器200被耦合到控制器114。下垂控制器200包括逆变器电压参考生成模块202、有功功率共享下垂控制器204、无功功率共享下垂控制器206、基础电压参考208、基础频率参考210、虚拟电阻212、输出同步模块214、下降补偿控制器216、循环电流防止控制器218、dc总线过电压/反向功率防止控制器220和输出端222。下垂控制器200的输出端被配置为与ups104的闭环逆变器电压和电流控制器(例如，上面关于图1讨论的控制器114)通信。在一个实施例中，下垂控制器200与闭环逆变器电压和电流控制器114分离；然而，在其他实施例中，下垂控制器200的功能由控制器114实现。闭环逆变器电压和电流控制器114可以用模拟平台或数字平台来实现，以实现低输出阻抗。

下垂控制器200向闭环逆变器电压和电流控制器114提供信息，使得闭环逆变器电压和电流控制器114可以与系统100中的其他ups并行地操作ups104(即，ups104的逆变器108)。下垂控制器200在不需要ups间通信的情况下操作，并生成逆变器最终电压参考vinv*，其被提供给闭环逆变器电压和电流控制器114。基于从下垂控制器200接收的逆变器最终电压参考vinv*，闭环逆变器电压和电流控制器114操作逆变器108，以在逆变器108的输出端处引入电压和频率下垂，使得逆变器108可以与它并联耦合到的其他逆变器适当地共享提供给负载116的电流/功率。下垂控制器200还包括各种不同的模块/控制器，以配置逆变器最终电压参考vinv*，以补偿上述传统下垂控制缺点。根据一个实施例，下垂控制器200在数字平台中实现；然而，在其他实施例中，下垂控制器200用不同类型的平台来实现。下面更详细地讨论下垂控制器200的操作。

图3示出逆变器电压参考生成模块202的更详细的框图。逆变器电压参考生成模块202接收逆变器输出电压的两个dc输入参考：基础频率参考f^*和基础峰值电压参考vm^*。逆变器电压参考生成模块202对f^*和vm^*进行操作，以生成两个正弦波信号vm^*sinωt和vm^*cosωt。vm^*sinωt信号被配置为设置控制器200的逆变器输出电压参考，而vm^*cosωt信号被控制器200利用来计算逆变器103的平均无功功率输出(例如，用于估计频率下垂)。

根据至少一个实施例，使用对应查找表(lut)302、304和由分数到整数转换模块306生成的逆变器电压参考索引(索引_i)来计算上述信号的sinωt和cosωt部分。分数到整数转换模块306基于从存储器模块308接收的分数索引(索引_f)生成参考索引(索引_i)。存储器模块308基于当前分数索引值和分数计算模块310的输出来更新分数索引(索引_f)。基于sin表阵列大小(nsin)和adc采样频率(fs)来计算分数计算模块310的输出。分数计算模块310基于基础频率参考f^*来定义sin表阵列大小(nsin)和/或adc采样频率(fs)。vm^*sinωt和vm^*cosωt信号的振幅由基础峰值电压参考vm^*定义。

根据至少一个实施例，存储器模块308的输出可以通过重置信号312(ext_rst)在外部重置。结合逻辑模块314，重置信号312(ext_rst)可用于使新连接的ups的逆变器输出电压的相位与负载总线115的电压同步。

图4是示出p-v(即，有功功率)下垂控制器400的框图，而图5是示出q-f(即，无功功率)下垂控制器500的框图。有功功率下垂控制器400和无功功率下垂控制器500模拟在每个逆变器输出端处的电阻输出阻抗特性。更具体地，有功功率下垂控制器400在输出电压振幅中引入下垂，而无功功率下垂控制器500在输出逆变器频率中引入下垂。

在有功功率下垂控制器400(在图4中所示)中，通过将输出电压参考(vm^*sinωt)与来自逆变器108的输出端111的瞬时电感器输出电流(i1l)相乘来计算逆变器103的瞬时有功功率。移动平均滤波器(maf)模块402从瞬时有功功率中滤出二次谐波分量，并输出瞬时有功功率(p)的dc分量。通过将瞬时有功功率(p)的dc分量乘以p-v下垂系数kp404来获得输出电压下垂δvm^*，并且将它固定在它的最大值和最小值(δv^*max,δv^*min)之间。通过从基础电压参考vm(base)^*208中减去输出电压下垂来获得最终振幅参考vm^*。根据一个实施例，p-v下垂系数kp由以下等式给出：

在无功功率下垂控制器500(图5所示)中，通过将vm^*cosωt信号乘以瞬时电感器输出电流(i1l)来计算逆变器103的瞬时无功功率。移动平均滤波器(maf)模块402从瞬时无功功率中滤出二次谐波分量，并输出平均瞬时无功功率(q)。通过将平均瞬时无功功率(q)乘以q-f下垂系数kq504来获得输出频率下垂δf^*，并且将它固定在它的最大值和最小值之间。通过从基础频率参考210中减去输出频率下垂δf^*来获得最终频率参考f^*。根据一个实施例，q-f下垂系数kq由下面的等式给出：

如上面关于图4和图5所讨论的，每个下垂控制器400、500实现移动平均滤波器模块402。maf模块402改进了每个控制器的稳定/收敛时间，并且通过使移动平均滤波器的输出通过min-max滤波器来实现，如下面更详细讨论的。

图6是包括移动平均滤波器602和min-max滤波器604的maf模块402的框图。移动平均滤波器602接收脉动输入信号(例如，瞬时有功功率信号或瞬时无功功率信号，取决于maf模块402是在有功功率下垂控制器400还是无功功率下垂控制器500中)和频率参考f^*，并返回输入信号的一个周期平均值。

移动平均滤波器602利用频率参考f^*来设置滤波器602的移动窗口的宽度。根据一个实施例，移动平均滤波器602利用逆变器电压参考索引(索引_i)(上面关于图3所讨论的)来设置频率参考f^*。下面的等式表示在频率f^*的一个基本周期中的可用样本的数量(ns)，其中fs是adc采样频率：

图7是示出在有功功率下垂控制器400中的移动平均滤波器602的操作的曲线图700。曲线图700包括表示逆变器电压参考(vm^*sinωt)的第一迹线702、表示瞬时电感器输出电流(i1l)的第二迹线704和表示瞬时有功功率(p)的第三迹线706。如图7进一步示出的，上述可用样本的数量(ns)被均等地分成32个组708。组708中的所有样本被平均并存储在第n个位置上，其为p[n]，其中n＝0…31。以这种方式，频率f^*的基本周期中的所有ns个样本被转换成32个样本，并存储在32个存储器位置的缓冲区中。移动平均滤波器的算法由以下等式表示：

p[n]old＝p[n]new

pactive(old)＝pactive(new)。

上面所示的移动平均滤波器等式在完整基本周期上例如以相等的间隔运行32次。移动平均滤波器602的输出(pactive(new))返回输入样本p[n]的dc分量。如上所述，移动平均滤波器602被实现为32点maf；然而，在其他实施例中，移动平均滤波器602可以针对任意数量的点和/或任意数量的样本来实现。如图7所示(且如上所述)，示出了在有功功率下垂控制器400中的移动平均滤波器602的操作。移动平均滤波器602在无功功率下垂控制器500中也以实质上相同的方式操作，不同之处在于输出是输入样本q[n]的dc分量。

下面参照图8更详细地讨论移动平均滤波器模块402的操作。图8是示出在无功功率下垂控制器500中的移动平均滤波器602随时间变化的输出的曲线图800。曲线图800包括示出移动平均滤波器602的无功输出(qreactive(new))的第一迹线802、表示移动平均滤波器602的期望输出的第二迹线804以及表示min-max滤波器604的输出的第三迹线806。

由移动平均滤波器602在处理qreactive(new)时引入的延迟可导致振荡系统响应和大的稳定/收敛时间(例如，如由第一迹线802所示的)。图8所示的移动平均滤波器602的输出802的轨迹是a→b→c→c1→c2→c3，其中输出802在b、c1和c3处达到最大值，并在a、c和c2处达到最小值。通过使移动平均滤波器602的输出(qreactive(new))通过min-max滤波器604，可以改善稳定/收敛时间。由min-max滤波器604实现的算法对输出802进行操作，以改善稳定/收敛时间。

例如，根据至少一个实施例，min-max滤波器算法从点a开始，并使min-max滤波器604的最终输出(q)等于qreactive(new)，并且跟随移动平均滤波器602的输出(即第一迹线802)直到点c为止。这由以下等式表示：

q[n]old＝q[n]new

qreactive(old)＝qreative(new)(1)。

min-max滤波器604还持续监测min-max滤波器604的输出(q)的轨迹，并寻找输出(q)何时改变方向。例如，在点b处，输出(q)改变方向。此时，min-max滤波器604将q的最大值存储为qmax＝qb。再次在点c处，输出(q)改变方向。此时，min-max滤波器604将q的最小值存储为qmin＝qc。

在点c之后，迫使min-max滤波器604的输出(q)遵循以下等式：

因此，滤波器604的输出(q)从点c跳到点d。在点d之后，min-max滤波器算法再次按照上面所示的等式(1)操作，并且输出(q)沿着第二迹线806从点d移动到点e。

在点e处，输出(q)再次倾向于改变方向(例如，如虚线807所示)，并且qmax被更新为qe。然后迫使输出(q)具有由等式(2)计算的值，其中qmax＝qe以及qmin＝qc。因此，q的值将从qe变为qf，其中qf是q在点f处的值。

在点f之后，min-max滤波器604继续执行等式(1)，直到点g到达为止，其中q再次倾向于改变其方向。min-max滤波器604继续实现上述步骤。以这种方式，min-max滤波器604的输出(q)沿着a→b→c→d→e→f→g→h→i…(即，第二迹线806)移动，而移动平均滤波器602的输出沿着第一迹线802移动。如图8所示，min-max滤波器604的输出比移动平均滤波器602的输出收敛得更快。

下面给出了min-max滤波器604的样本代码，其中q＝qreactive(new)是min-max滤波器604的输出：

如图8所示(且如上所述)，示出了在无功功率下垂控制器500中的移动平均滤波器模块402(包括移动平均滤波器602和min-max滤波器604)的操作。移动平均滤波器模块402在有功功率下垂控制器400中也以实质上相同的方式操作，不同之处在于输出是p＝pactive(new)。

传统逆变器的典型控制回路通常被设计成实现低输出阻抗，以改进输出电压调节并实现低输出电压谐波失真。然而，这可以导致在并联逆变器当中的差的谐波电流共享。下垂控制器200操作以提供基本有功和无功电流/功率共享。然而，这可能不为谐波电流(即非线性负载)提供平等共享。因此，根据至少一个实施例，下垂控制器200被配置为将额外的虚拟输出电阻212引入到逆变器电压参考(vm^*sinωt)。

如图9所示，使用引入与逆变器输出串联的虚拟输出电阻rh的控制回路来实现额外的虚拟输出电阻212。图9是示出包括并联耦合到非线性负载的两个逆变器(例如，如图1所示的逆变器108)的示例并联逆变器系统900的框图。每个逆变器具有在它输出端处实现的虚拟输出电阻212。虚拟输出电阻212对每个逆变器108的不同特性的影响在图10中示出。更具体地，图10是示出虚拟输出电阻212对逆变器108的vo、v1、v2、v10、v20、io、i1和i2的影响的曲线图1000。下面参照图11更详细地讨论虚拟输出电阻212的实现。

图11是实现与逆变器(例如，图1所示的逆变器108)的输出串联的虚拟输出电阻rh212的控制回路1100的框图。如图11所示，通过从逆变器电压参考(vm^*sinωt)减去所计算的瞬时电压下降(i1srh)，在下垂控制器200中引入虚拟输出电阻rh212，其中i1s是所测量的瞬时逆变器输出电流。

逆变器108的输出阻抗可导致在负载下的输出电压下降(或者在非线性电流的情况下的失真)。因此，如果下垂控制器200被设计成实现高输出阻抗或实现虚拟输出阻抗，结果会是相对高的输出电压下降或失真。在线性负载的情况下，rms输出电压从它的期望值v1降低到v10(例如，如图12a所示)。在非线性负载的情况下，输出电压波形变得失真(例如，如图12b所示)。

虽然rms电压降低(例如，如图12a所示)可以通过增加逆变器电压参考(vm^*sinωt)的振幅来校正，但是输出电压波形失真(例如，如图12b所示)可能不容易被控制。因此，根据至少一个实施例，下垂控制器200被配置为利用下降补偿控制器216来补偿由于非线性负载引起的失真。

例如，图13是包括下降补偿控制器216的两个并联逆变器(例如，如图1所示的逆变器108)的控制框图1300的一个实施例。通过在完整基本周期中将瞬时采样输出电压误差ev＝(v1*-v1o)存储在缓冲区1302中(例如，具有512的缓冲区大小)，例如在如图14的曲线图1400所示，并且在随后的基本周期中将所存储的误差电压添加到逆变器电压参考(vm^*sinωt)，可以由下降补偿控制器216补偿由于虚拟谐波电阻下降引起的电压误差的影响。还可以利用进一步的滤波来滤出在电压误差中可能存在的噪声，而不引入太多的相位误差。

作为一个示例，要存储在缓冲区1302中的新数据(bn[10])的第10个样本由以下等式给出，其中b[6]到b[14]对应于存储在缓冲区中的旧值，且ev[10]是电流(第10个样本)电压误差：

第10个样本补偿电压vcomp由以下等式给出，其中其中kb是比例增益：

if(ev[10]＜＝10v)

{

vcomp[10]＝kb.bn[10]

}

else

{

vcomp[10]＝(0.9b[10])+kb.(0.1bn[10])

}

增益kb决定补偿的水平。例如，kb＝1对应于完全补偿，且kb<1对应于部分补偿，这可以足够保持输出电压thd小于它的可接受的限制(例如，5％)。

逆变器(例如，如图1所示的逆变器108)对dc电流的有效输出电阻相对较小。此外，由于在控制传感器和参数中的公差，每个逆变器在它的输出电压中可以具有小的dc电压偏移。这可以导致在逆变器之间的相对大的dc循环电流。这种情况的不利影响可以是在无/轻负载时的dc总线过电压、在单独半周期中的电流不平衡以及不平等的电流共享。因此，根据至少一个实施例，下垂控制器200被配置为利用循环电流防止控制器218来解决这些问题。

例如，图15是包括循环电流防止控制器218的更详细的框图1500。如图15所示，循环电流防止控制器218向逆变器最终电压参考vinv*引入dc下垂voffset*，以控制dc循环电流。更具体地，循环电流防止控制器218在基本周期上对瞬时输出电流i_unitx(其中x＝1、2、3…)进行平均，以提取它的dc分量i_dc。低通滤波器(lpf)使存在于dc分量中的任何噪声在其与增益kdc相乘以获得最终控制器输出voffset*之前对其进行平滑。增益kdc可以以最小化dc循环电流的方式被选择。

由于逆变器(例如，图1所示的逆变器108)的电阻性输出虚拟阻抗，小的电压振幅差可导致有功功率在逆变器当中循环。在无负载或轻负载时，这会由于直接向dc总线106提供有功功率以及前端pfc转换器103和/或dc-dc转换器107不能吸收循环功率而导致dc总线过电压(例如，在图1所示的dc总线106上)。因此，根据至少一个实施例，下垂控制器200被配置成利用图15所示的反向功率防止控制器220来解决这些问题。

例如，图16是反向功率防止控制器220的更详细的框图1600。反向功率防止控制器220输出信号vdc_ov以防止dc链路过电压问题。vdc_ov信号被添加到逆变器电压参考(vm^*sinωt)以生成逆变器最终电压参考vinv*。更具体地，反向功率防止控制器220通过在完整线路周期上对两个瞬时dc总线电压(即，来自dc总线106的vpdc和vndc，如图1所示)进行平均来生成信号vdc_ov，以滤出低频纹波。根据一个实施例，在特定dc总线上的过电压条件被定义为比参考dc总线电压高5v；然而，在其他实施例中，过电压可以被不同地定义。如果特定dc总线经历过电压，则反向功率防止控制器220将半正弦波电压(即，vpdc的正正弦波电压和npdc的负正弦波电压)添加到逆变器电压参考(vm^*sinωt)。

图17是输出同步模块214的更详细的框图。输出同步模块214被配置为安全地接通最初在待机/关断模式中的逆变器(例如，图1所示的逆变器108)，并且将逆变器108同步到负载总线(例如，图1所示的总线115)，负载总线可以由多个并联单元馈电并且可以具有最小输出电流动态。输出同步模块214操作以通过首先测量负载总线的电压、频率和相位并用与负载总线115相同的输出电压、频率和相位接通逆变器108来接通逆变器108。新接通的逆变器108将以可忽略的启动动态在总线上浮动，并且将不共享任何负载。然后，输出同步模块214在多个(例如20个)基本周期上将新接通的逆变器108的电压和频率参考缓慢地增加到并联耦合的所有其他ups的实际电压和频率参考。以这种方式，新接通的逆变器108将逐渐共享负载116。图18a和18b是示出新接通的逆变器108的有功和无功功率的初始和最终下垂特性的曲线图1800、1802。

图19示出形成可被配置成实施本文公开的一个或更多个方面的系统1900的计算部件的示例框图。例如，系统1900可通信地耦合到下垂控制器200或被包括在下垂控制器200内。系统1900还可被配置为操作如上所讨论的逆变器和/或逆变器控制器。

系统1900可包括例如计算平台，如基于英特尔奔腾类型的处理器、摩托罗拉的powerpc、sun的ultrasparc、德州仪器dsp、惠普pa-risc处理器或任何其它类型的处理器的那些计算平台。系统1900可包括专门编程的专用硬件，例如专用集成电路(asic)。可以将本公开的各个方面实施为在系统1900(诸如，在图19中显示的系统)上执行的专用软件。

系统1900可以包括连接到如磁盘驱动器、存储器、闪存或用于存储数据的其它设备的一个或更多个存储器设备1910的处理器/asic1906。存储器1910可以在系统1900的操作期间用于存储程序和数据。计算机系统1900的部件可以由互连机构1908耦合，该互连机构1908可包括一个或更多个总线(例如，集成于同一机器内的部件之间)和/或网络(例如，存在于分立机器上的部件之间)。互连机构1908实现了在系统1900的部件之间进行交换的通信(例如，数据、指令)。系统1900也包括一个或更多个输入设备1904，其可包括例如键盘或触摸屏。系统1900包括一个或更多个输出设备1902，其可包括例如显示器。此外，计算机系统1900可包含可将计算机系统1900连接至通信网络(除互连机构1908之外或作为互连机构1908的替代)的一个或更多个接口(未示出)。

系统1900可包括储存系统1912，其可包括计算机可读和/或可写的非易失性介质，其中信号可被存储以提供由处理器执行的程序或提供在介质上或在介质中存储的由程序处理的信息。介质可以例如是磁盘或闪存存储器，并且在一些示例中可包括ram或其他非易失性存储器，如eeprom。在一些实施例中，处理器可使数据从非易失性介质被读取到允许相比于介质而言处理器/asic更快地访问信息的另一个存储器1910中。这个存储器1910可以是易失性的随机存取存储器，例如动态随机存取存储器(dram)或静态存储器(sram)。它可位于储存系统1912中或存储器系统1910中。处理器1906可操纵集成电路存储器1910内的数据并且接着在完成处理之后将数据复制到储存器1912。已知用于管理在储存器1912和集成电路存储器元件1910之间数据移动的各种机构，并且本公开内容不限于此。本公开内容不限于特定的存储器系统1910或储存系统1912。

系统1900可以包括可使用高级计算机编程语言编程的计算机平台。系统1900也可使用专业编程的专用硬件(例如，asic)来实现。系统1900可包括处理器1906，其可以是市场上可买到的处理器，例如从英特尔公司可购得的公知的奔腾类处理器。许多其他处理器也是可用的。处理器1906可执行操作系统，其可以是例如从微软公司可购买的windows操作系统、从苹果电脑公司可购买的macos系统x、从sunmicrosystems可购买的solaris操作系统或者从各种来源可获得的unix和/或linux。可使用许多其他操作系统。

处理器和操作系统可共同形成计算机平台，可以用高级编程语言编写关于该计算机平台的应用程序。应当理解，本公开不限于特定的计算机系统平台、处理器、操作系统或网络。此外，对本领域的技术人员应当明显的是，本公开不限于特定的编程语言或计算机系统。此外，应该认识到，还可使用其他适合的编程语言和其他适合的计算机系统。

如本文所述，在至少一些实施例中，提供了一种用于在没有逆变器控制互连的情况下并联多个逆变器的新的下垂控制系统和方法。本文描述的下垂控制系统和方法包括完整的下垂系统架构，以处理上述传统下垂控制缺点。更具体地，本文描述的下垂控制系统和方法可以提供更快的动态负载共享响应、改进的输出电压调节和低电压总谐波失真(thd)、在轻/空负载时的dc总线过电压控制、dc循环电流控制和/或与负载总线控制的改进的同步。本文描述的下垂控制系统和方法可以处理高输出阻抗和低输出阻抗，并且适用于模拟实现和数字实现。

本文描述的下垂控制系统包括多个不同的模块，以处理与下垂控制相关的不同问题。在不同的实施例中，下垂控制系统可以包括本文所述的任意数量的不同模块。

在这样描述了本发明的至少一个实施例的几个方面后，应认识到，本领域的技术人员将容易想到各种变更、修改和改进。这样的变更、修改和改进被认为是本公开的一部分，并且被认为在本发明的精神和范围内。因此，前文的描述和附图仅仅是示例性的。