一种用于EPS控制器母线电流估算方法及系统与流程

本发明涉及电动助力转向系统，具体涉及一种用于eps控制器母线电流估算方法及系统。

背景技术

电动助力转向系统(eps)是一种直接依靠电机提供辅助转矩的动力转向系统，主要由传感器助力电机、电机减速机构、控制器、控制策略等关键要素组成。其中电机控制为eps控制中最重要控制部分，决定了eps的基本性能及可靠性。无刷永磁同步电机具备有噪音小、转矩波动小、效率高、寿命长等特点，因此基于无刷电机设计的ecu(电子控制单元)成为eps的发展方向。

foc控制(磁场定向控制系统，又称为矢量控制系统)中运用spvwm进行电机控制，其中uvw三项电压调制波形式见图1，电压调制波通过三相逆变驱动桥进行驱动。电机三项相电流为正弦波形式，见图2，通过采样电阻及检测电路可以实现对三项相电流的实时监控，构成电流反馈环节，形成电流的闭环控制。

通过母线电流不仅可以计算ecu消耗的总功率，也是完善电机控制故障诊断策略，进行冗余备份设计的关键环节，因此成为研究的方向。目前可以对电机的相电流进行较为准确的采集和计算，也可以对电机控制母线电流进行采集，由于电流波形不规则，采集时需要大量的采集仪表，成本较大，但对于控制回路的母线电流，缺少有效的计算方法，实际电流波形呈现无规律性，叠加了不同频率的信号，见图3；若通过adc采样实现，无法准确选取采样点，而且随着调制波形式的变化，采样点也在变化，难于实现；若使用通过相电流估算，因为电机在不同转速下效率不同，不但实现困难且估算不准确，实时性较差。

技术实现要素：

针对现有技术的不足，本发明提供一种用于eps控制器母线电流估算方法及系统。

一种用于eps控制器母线电流估算方法，包括foc控制模块，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1：从所述foc控制模块中获取下一个控制周期中u相、v相、w相的pwm值，并分别减去50％，得到normalised_u_voltage、normalised_v_voltage、normalised_w_voltag；

步骤2：采集电机三相绕组相电流的u相、v相、w相的电流值，并分别减去基准偏差a、再乘以电流转换系数coeff_current，并得到u_current_temp、v_current_temp、w_current_temp；所述a和coeff_current均为正有理数；

步骤3：依据公式u_current_temp+v_current_temp+w_current_temp＝0，并根据u_current_temp、v_current_temp、w_current_temp中的两项值，获得另一项的当前电流的计算值phase_u_current、phase_v_current、phase_w_current；

即phase_u_current＝-v_current_temp-w_current_temp；

phase_v_current＝-u_current_temp-w_current_temp；

phase_w_current＝-u_current_temp-v_current_temp；

步骤4：根据公式，ucurrent＝(normalised_u_votage×phase_u_current)；

vcurrent＝(normalised_v_votage×phase_v_current)；

wcurrent＝(normalised_w_votage×phase_w_current)；

current_for_bus＝ucurrent+vcurrent+wcurrent；

得到eps控制器母线中母线电流计算值，即current_for_bus。

进一步为：对所述母线电流计算值进行滤波从而得到母线电流估算值，采用一次iir低通滤波器，其离散化传递函数如下：

其中，fs为所述低通滤波器的计算频率，ωb为所述低通滤波器的截止频率。

进一步为：将母线电流估算值加上补偿值得到母线电流补偿值，所述补偿值从母线电流估算值与补偿值对应关系曲线中查得；

所述母线电流估算值与补偿值对应关系曲线包括横轴和纵轴，所述横轴为母线电流估算值，所述纵轴为补偿值；确定所述对应关系曲线时，通过对eps控制器母线的电流进行实际侧量得到实际测量值，并结合母线电流估算值确定多个特定点位的补偿值点，所述补偿值点通过线性差值法得到所述对应关系曲线。

一种用于eps控制器母线电流估算系统，基于上述发明方法，包括foc控制模块、电机转子位置检测模块、adc采样模块和电机，所述电机转子位置检测模块的输入端通过转子位置传感器检测所述电机中转子的位置，所述电机转子位置检测模块的输出端与所述foc控制模块的第一输入端相连，所述foc控制模块经电机驱动电路驱动电机转动，所述adc采样模块经电流检测电路分别检测电机三相绕组相电流，其特征在于：设有母线电流计算模块，所述母线电流计算模块包括占空比预处理单元、相电流预处理单元和母线电流估算单元，所述foc控制模块包括clark变换单元、park变换单元、电流调节器、park逆变换单元和svpwm，所述adc采样模块的第一输出端依次经clark变换单元、park变换单元、电流调节器、park逆变换单元和svpwm后与所述电机驱动电路的输入端连接；

其中，所述占空比预处理单元用于实现所述步骤1；所述相电流预处理单元用于实现所述步骤2和步骤3；所述母线电流估算单元用于实现所述步骤4。

进一步为：设有滤波单元，所述滤波单元为所述一次iir低通滤波器。

进一步为：设有补偿单元，所述补偿单元用于从所述母线电流估算值与补偿值对应关系曲线中获得母线电流估算值对应的补偿值，并将母线电流估算值加上补偿值得到母线电流补偿值。

本发明的有益效果：本发明系统及方法利用原有的检测电路并配合一部分mcu资源得以实现，在不增加硬件成本的基础上可以对母线电流估算，且估算过程简单方便；并将估算值与时测值对比结果准确度较高，能够真实反映实际母线电流，可以满足电机控制算法改进及故障检测等功能要求。

附图说明

图1为svpwm电压调制波形示意图；

图2为电机三相电流波形示意图；

图3为母线电流实际波形；

图4为本发明系统框图；

图5为电机驱动电路；

图6为电流采样硬件电路图；

图7为母线电流计算单元设计示意图；

图8为pwm扇区示意图；

图9为补偿单元查表示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做详细说明。下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的模块或具有相同或类似功能的的模块。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

一种用于eps控制器母线电流估算方法，包括以下步骤：

步骤1：从所述foc控制模块中获取下一个控制周期中u相、v相、w相的pwm值，并分别减去50％，得到normalised_u_voltage、normalised_v_voltage、normalised_w_voltag；

步骤2：采集电机三相绕组相电流的u相、v相、w相的电流值，并分别减去基准偏差a、再乘以电流转换系数coeff_current，并得到u_current_temp、v_current_temp、w_current_temp；所述a和coeff_current均为正有理数，基准偏差a若采用10位精度的ad采样，此处基准就为2.5v对应ad值，即512；电流转换系数coeff_current由硬件电路确定，每个标准ad值代表实际的电流值；

步骤3：依据公式u_current_temp+v_current_temp+w_current_temp＝0，并根据u_current_temp、v_current_temp、w_current_temp中的两项值，获得另一项的当前电流的计算值phase_u_current、phase_v_current、phase_w_current；见图5，具体的从电机驱动电路中下桥臂三个mosfet中选出导通时间相对较长的两项作为该两项的电流采集值，从而计算出第三相电流，这样能够确保采样电阻流经电流时间相对最长，减少导通时间不够引起的误差，提高采样精度；

即phase_u_current＝-v_current_temp-w_current_temp；

phase_v_current＝-u_current_temp-w_current_temp；

phase_w_current＝-u_current_temp-v_current_temp；

步骤4：根据公式，ucurrent＝(normalised_u_votage×phase_u_current)；

vcurrent＝(normalised_v_votage×phase_v_current)；

wcurrent＝(normalised_w_votage×phase_w_current)；

current_for_bus＝ucurrent+vcurrent+wcurrent

得到eps控制器母线中母线电流计算值，即current_for_bus，步骤4要求涉及到的电压和电流应该保证严格的一致性，即三相给定电压决定了pwm的具体模式，而电流选择采集还是计算由pwm的具体模式决定，因此应该记录好对应关系以及区分清楚相序。

对所述母线电流计算值进行滤波从而得到母线电流估算值，采用一次iir低通滤波器，其离散化传递函数如下：

其中，fs为所述低通滤波器的计算频率，该计算频率由所选择的芯片资源及软件架构等决定，ωb为所述低通滤波器的截止频率，这里计算频率和截止频率均为公知技术，这里就不再赘述了。

将母线电流估算值加上补偿值得到母线电流补偿值，所述补偿值从母线电流估算值与补偿值对应关系曲线中查得，见图9；

所述母线电流估算值与补偿值对应关系曲线包括横轴和纵轴，所述横轴为母线电流估算值，所述纵轴为补偿值；确定所述对应关系曲线时，通过对eps控制器母线的电流进行实际侧量得到实际测量值，并结合母线电流估算值确定多个特定点位的补偿值点，所述补偿值点通过线性差值法得到所述对应关系曲线；即通过侧量的话，仪表仪器较多，成本较大，然后侧量特定的几个值补偿，然后再通过线性差值法确定曲线，再通过估算确定其他估算值。

结合一具体实施例对本发明方法进行理解，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。

对涉及的控制参数及某一控制周期的各信号状态设计如下：

current_for_bus_last(上次迭代母线电流值)10a

对于补偿模块设计方案见图8：

则计算过程如下：

1.占空比预处理单元计算：

normalised_u_voltage＝(70％-50％)＝0.2；

normalised_v_voltage＝(50％-50％)＝0；

normalised_w_voltage＝(30％-50％)＝-0.2；

2.相电流预处理单元计算：

u_current_temp＝(760-512)*coeff_current＝50a；

v_current_temp＝(612-512)*coeff_current＝20a；

w_current_temp＝(125-512)*coeff_current＝-77a；

根据pwm具体模式可以判断当前pwm工作在sector1，选择公式phase_u_current＝-v_current_temp-w_current_temp进行计算。

phase_u_current＝(-v_current_temp-w_current_temp)＝57a；

phase_v_current＝20a；

phase_w_current＝-77a；

3.母线电流估算单元计算：

ucurrent＝normalised_u_voltage*phase_u_current＝11.4a；

vcurrent＝normalised_v_voltage*phase_v_current＝0a；

vcurrent＝normalised_w_voltage*phase_w_current＝15.4a；

current_for_bus＝wcurrent+vcurrent+wcurrent＝26.8a；

4.滤波单元计算：

current_for_bus_fitlered＝current_for_bus_last+2*π*(current_for_bus-current_for_bus_last)/(fs+2*π*ωb)＝13.6a。

具体计算过程为：

进行k变换，即：y(k)/x(k)＝ωb/{ωb+fs*(1-z^-1)}；

y(k)＝y(k-1)+ωb*{x(k)-y(k-1)}/(fs+ωb)；

令：y(k)＝current_for_bus_fitlered；

y(k–1)＝current_for_bus_last；

x(k)＝current_for_bus；

其中，ωb＝2*π*ωb，从而得到滤波单元的计算公式；

5.补偿单元计算

经过查补偿单元表，通过线性差值计算，在13.6a时补偿电流电流为1.4a，因此最终计算值为13.6a+1.4a＝14a。

一种用于eps控制器母线电流估算系统，基于上述发明方法，如图4所示，包括foc控制模块、电机转子位置检测模块、adc采样模块和电机，所述电机转子位置检测模块的输入端通过转子位置传感器检测所述电机中转子的位置，所述电机转子位置检测模块的输出端与所述foc控制模块的第一输入端相连，电机转子位置检测模块为foc模块提供所需电角度，所述foc控制模块经电机驱动电路驱动电机转动，所述adc采样模块经电流检测电路分别检测电机三相绕组相电流，设有母线电流计算模块，如图7所示，所述母线电流计算模块包括占空比预处理单元、相电流预处理单元和母线电流估算单元，所述foc控制模块包括clark变换单元、park变换单元、电流调节器、park逆变换单元和svpwm，所述adc采样模块的第一输出端依次经clark变换单元、park变换单元、电流调节器、park逆变换单元和svpwm后与所述电机驱动电路的输入端连接；

其中，所述占空比预处理单元用于实现所述步骤1；所述相电流预处理单元用于实现所述步骤2和步骤3；所述母线电流估算单元用于实现所述步骤4；另外，还设有滤波单元和补偿单元，所述滤波单元为所述一次iir低通滤波器，通过算法实现；所述补偿单元用于从所述母线电流估算值与补偿值对应关系曲线中获得母线电流估算值对应的补偿值，并将母线电流估算值加上补偿值得到母线电流补偿值。

本发明的工作原理：电机驱动电路用于控制逆变桥正常工作，见图5，将eps控制器母线的母线电压(直流电压)经过调制处理作用在电机的三相绕组上，生成电机旋转磁动势，其中mcu产生6路pwm，经过预驱电路放大及抬升作用，分别控制逆变桥的6个mosfet，本方案使用3个采样电阻对呈交流形式的电机三相电流检测；

电流检测电路采用差分运放电路，见图6，其中运放的输入经过滤波处理，以实现信号的稳定，运放的输出为ad采样的输入，电压范围在0v至5v之间。方案中涉及三个采样电路，因为三个电路设计完全相同，遂用一个采样电路表示；

母线电流计算模块利用adc实时采集的相电流以及foc控制模块的中间控制变量，获取电流计算的关键条件，并进行计算。

以上显示和描述了本发明的基本原理和主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。