本发明属于dc-dc变换器技术领域，涉及一种dc-dc变换器的软启动控制方法。
背景技术：
dc-dc变换器的功率转换级中，通常采用同步整流技术来提高系统转换效率，同步整流技术的拓扑结构决定了其能量可以双向流动。以降压型开关电源(buck)变换器为例，如图6所示，当输出电压vout高于设定的输出值时，输出端将会向输入端方向放电，进入强制持续电流模式(fccm)，然而在上电软启动过程中，如果对输出电容co预充偏置电压，则会在软启动过程中形成很大的反向电流，造成预偏置能量的损失，同时反向电流会对电源形成冲击，影响电路的可靠性。
传统技术中对输出电容co预充偏置电压的情况下进行软启动，是在软启动过程中屏蔽脉冲宽度调制(pwm)信号，关闭开关动作，直到软启动电压达到足够接近预偏置电压时，再使能pwm信号。这种技术，虽然一定程度上可以减小反向电流的大小，从而避免反向电流带来的不利影响，但是反向电流带来的影响仍然存在，特别是在输出电容co较小或软启动速度较慢的条件下，问题会愈发严重。
技术实现要素：
针对上述传统软启动技术存在的不稳定性和对于输出电容预充偏置电压的dc-dc变换器进行软启动时造成能量损失的问题，本发明提出了一种dc-dc变换器的软启动控制方法，能够在用于输出电容预充偏置电压的dc-dc变换器时有效避免反向电流的产生，大大提升了软启动过程的效率及可靠性。
本发明的技术方案为：
一种dc-dc变换器的软启动控制方法，所述dc-dc变换器进行软启动之前，所述dc-dc变换器的上功率管和下功率管均处于关断状态，软启动开始后产生一个软启动电压用于对所述dc-dc变换器进行软启动，所述软启动控制方法包括如下步骤：
步骤一、根据所述dc-dc变换器的脉宽调制信号产生上功率管控制信号和下功率管控制信号；
步骤二、判断所述dc-dc变换器的输出电容是否预充偏置电压，当所述输出电容预充偏置电压时转到步骤三，否则转到步骤四；
步骤三、屏蔽所述下功率管控制信号，对所述软启动电压进行充电直到所述上功率管开启；
步骤四、利用所述上功率管控制信号控制所述上功率管，屏蔽所述下功率管控制信号，利用一个脉宽等距递增的调整信号用于控制下功率管，对所述软启动电压进行充电，当所述调整信号与所述下功率管控制信号的脉宽相同时完成软启动。
具体的，所述调整信号由调整电路产生，所述调整电路包括7位计数器、窄脉冲产生模块和脉宽调制模块，
所述7位计数器的时钟信号为所述下功率管控制信号，其复位信号为软启动信号，所述软启动信号在所述dc-dc变换器开始软启动时翻转为高，完成软启动时翻转为低；
所述窄脉冲产生模块用于根据所述下功率管控制信号产生两个互为反相信号的第一窄脉冲信号和第二窄脉冲信号；
所述脉宽调制模块包括输入信息译码单元和脉宽产生单元，
所述输入信号译码单元包括第一传输门、第二传输门、第三传输门、第四传输门、第五传输门、第六传输门、第七传输门、第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第五电容、第六电容、第七电容、第一nmos管、第二nmos管、第三nmos管、第四nmos管、第五nmos管、第六nmos管、第七nmos管、第八nmos管和第一pmos管，其中第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第五电容、第六电容和第七电容的电容值依次构成等比数列；
第一nmos管的栅极连接所述第一窄脉冲信号，其漏极连接第一电容的一端和第一传输门的一端，其源极连接第一电容的另一端并接地；
第二nmos管的栅极连接所述第一窄脉冲信号，其漏极连接第二电容的一端和第二传输门的一端，其源极连接第二电容的另一端并接地；
第三nmos管的栅极连接所述第一窄脉冲信号，其漏极连接第三电容的一端和第三传输门的一端，其源极连接第三电容的另一端并接地；
第四nmos管的栅极连接所述第一窄脉冲信号，其漏极连接第四电容的一端和第四传输门的一端，其源极连接第四电容的另一端并接地；
第五nmos管的栅极连接所述第一窄脉冲信号，其漏极连接第五电容的一端和第五传输门的一端，其源极连接第五电容的另一端并接地；
第六nmos管的栅极连接所述第一窄脉冲信号，其漏极连接第六电容的一端和第六传输门的一端，其源极连接第六电容的另一端并接地；
第七nmos管的栅极连接所述第一窄脉冲信号，其漏极连接第七电容的一端和第七传输门的一端，其源极连接第七电容的另一端并接地；
第八nmos管的栅极连接第一pmos管的栅极和所述第一窄脉冲信号，其源极接地，其漏极连接第一传输门、第二传输门、第三传输门、第四传输门、第五传输门、第六传输门和第七传输门的另一端以及第一pmos管的漏极并输出斜坡信号；
第一pmos管的源极连接第一偏置电流；
所述第一传输门、第二传输门、第三传输门、第四传输门、第五传输门、第六传输门和第七传输门分别由所述7位计数器的7位输出码控制，所述输出码为0时打开对应的传输门，所述输出码为1时关闭对应的传输门；
所述脉宽产生单元包括第九nmos管、第十nmos管、第十一nmos管、第二pmos管、第三pmos管、第四pmos管、第五pmos管、第六pmos管和与门，
第九nmos管的栅极连接所述斜坡信号，其漏极连接第三pmos管和第五pmos管的漏极以及第六pmos管的栅极，其源极连接第十nmos管和第十一nmos管的源极并接地；
第二pmos管的栅漏短接并连接第三pmos管和第四pmos管的栅极以及第二偏置电流，其源极连接第三pmos管、第四pmos管、第五pmos管和第六pmos管的源极并连接电源电压；
第五pmos管的栅极连接所述第二窄脉冲信号；
第十一nmos管的栅极连接第十nmos管的栅极和漏极以及第四pmos管的漏极，其漏极连接第六pmos管的漏极和与门的第一输入端；
与门的第二输入端连接所述下功率管控制信号，其输出端输出所述调整信号。
本发明的有益效果为：本发明提出的软启动控制方法适用于dc-dc变换器，在输入电容预充偏置电压的时候完全避免了反向电流的产生，有效提高了dc-dc变换器的转换效率及可靠性；且本发明对软启动速度及输出电容大小没有特殊需求，具有极高的通用性。
附图说明
图1为本发明提出的一种dc-dc变换器的软启动控制方法的控制流程图。
图2为传统软启动方法与本发明提出的一种dc-dc变换器的软启动控制方法的工作波形图。
图3为本发明中调整电路的拓扑结构图。
图4为本发明中脉宽调制模块的一种电路实现原理图。
图5为本发明中各个关键信号的时序逻辑图。
图6为buck变换器的原理拓扑图。
具体实施方式
下面结合附图和具体的实施例对本发明作进一步描述。
本发明提出的软启动控制方法适用于dc-dc变换器，dc-dc变换器进行软启动之前，其上功率管和下功率管均处于关断状态，软启动开始后产生一个软启动电压vss用于对dc-dc变换器进行软启动，如图1所示是本发明的软启动控制方法的控制流程图，包括如下步骤：
步骤一、根据dc-dc变换器的脉宽调制信号pwm产生上功率管控制信号和下功率管控制信号l_ctrl(init)，对于不同的dc-dc变换器系统有不同的产生方式，常用的产生方式一般为利用dc-dc变换器的脉宽调制信号pwm作为上功率管控制信号，将dc-dc变换器的脉宽调制信号pwm取反后作为下功率管控制信号l_ctrl(init)。
步骤二、本发明提出的软启动控制方法可以适用于输出电容预充了偏置电压和没有预充偏置电压的情况，所有这一步进行判断dc-dc变换器的输出电容是否预充偏置电压，当输出电容预充偏置电压时转到步骤三，当输出电容没有预测偏置电压时不进行步骤三直接转到步骤四。
步骤三、这一步适用于输出电容预充了偏置电压的dc-dc变换器，外围电路给dc-dc变换器的输出电容预充偏置电压，此时dc-dc变换器处于待机状态，上功率管和下功率管均处于关断状态；系统开始软启动后，由于控制环路的调整作用，系统将输出持续开启下功率管的下功率管控制信号l_ctrl(init)，因此在这一步中需要屏蔽下功率管控制信号l_ctrl(init)，以防止产生持续的对地反向电流，造成输出电容上预充能量的损失；然后对软启动电压vss进行充电，直到软启动电压充电到输出电容预充的偏置电压附近，上功率管开始出现开启动作，然后转到步骤四进行下一阶段。
步骤四、利用上功率管控制信号控制上功率管，屏蔽下功率管控制信号l_ctrl(init)，利用一个脉宽等距递增的调整信号l_ctrl(out)用于控制下功率管，然后对软启动电压vss进行充电，当调整信号l_ctrl(out)与下功率管控制信号l_ctrl(init)的脉宽相同时完成软启动，软启动过程退出，dc-dc变换器系统开始正常接受环路控制。
调整信号l_ctrl(out)可以从脉宽为0开始逐渐增大，每次增大的脉宽值相等，其中每次增大的脉宽值可以根据dc-dc变换器的工作频率自行设定，如果过大则调整效果不好，如果过小则软启动时间过长，本实施例中选择40ns。
传统软启动方法与本发明的软启动方法的工作波形图如图2所示，传统设计中，在软启动电压vss未充电至预设电压值，即t2点时，输出电压vout保持恒定不变；到达t2点后，输出电压vout将会由于负电流发生下掉，产生能量损失。本发明的工作波形，直到t2点之前与传统设计相同，t2后即步骤四开始，本发明的输出电压vout将会缓慢上升，直到与软启动电压vss完全重合后，将会随着软启动电压vss上升而上升。
调整信号l_ctrl(out)可以由一个调整电路产生，如图3所示给出了调整电路的一种实现结构，包括7位计数器、窄脉冲产生模块和脉宽调制模块，当步骤四开始时计数器开始工作，由计数器的输出控制产生脉宽逐周期增大的调整信号l_ctrl(out)代替下功率管控制信号l_ctrl(init)对下功率管进行控制，直到调整信号l_ctrl(out)与下功率管控制信号l_ctrl(init)完全重合，预偏置软启动过程退出，系统开始正常接受环路控制。
7位计数器的时钟信号为下功率管控制信号l_ctrl(init)，其复位信号为软启动信号ss，软启动信号在dc-dc变换器开始软启动时翻转为高，完成软启动时翻转为低；7位计数器由下功率管控制信号l_ctrl(init)的脉冲控制计数，用于给脉宽调制模块提供脉宽信息。窄脉冲产生模块用于根据下功率管控制信号l_ctrl(init)产生两个互为反相信号的第一窄脉冲信号pulse_1和第二窄脉冲信号pulse_2，用于控制脉宽调制模块。
脉宽调制电路用于产生被调制的脉宽信号，并最终输出调整信号l_ctrl(out)。如图4所示给出了脉宽调制模块的一种电路实现结构，包括输入信息译码单元和脉宽产生单元，输入信号译码单元包括第一传输门tg0、第二传输门tg1、第三传输门tg2、第四传输门tg3、第五传输门tg4、第六传输门tg5、第七传输门tg6、第一电容c0、第二电容c1、第三电容c2、第四电容c3、第五电容c4、第六电容c5、第七电容c6、第一nmos管mns0、第二nmos管mns1、第三nmos管mns2、第四nmos管mns3、第五nmos管mns4、第六nmos管mns5、第七nmos管mns6、第八nmos管mn1和第一pmos管mp1，其中第一电容c0、第二电容c1、第三电容c2、第四电容c3、第五电容c4、第六电容c5和第七电容c6的电容值按等比数列的方式递增，用于产生等距补偿递增的脉宽信号；第一nmos管mns0的栅极连接第一窄脉冲信号pulse_1，其漏极连接第一电容c0的一端和第一传输门tg0的一端，其源极连接第一电容c0的另一端并接地；第二nmos管mns1的栅极连接第一窄脉冲信号pulse_1，其漏极连接第二电容c1的一端和第二传输门tg1的一端，其源极连接第二电容c1的另一端并接地；第三nmos管mns2的栅极连接第一窄脉冲信号pulse_1，其漏极连接第三电容c2的一端和第三传输门tg2的一端，其源极连接第三电容c2的另一端并接地；第四nmos管mns3的栅极连接第一窄脉冲信号pulse_1，其漏极连接第四电容c3的一端和第四传输门tg3的一端，其源极连接第四电容c3的另一端并接地；第五nmos管mns4的栅极连接第一窄脉冲信号pulse_1，其漏极连接第五电容c4的一端和第五传输门tg4的一端，其源极连接第五电容c4的另一端并接地；第六nmos管mns5的栅极连接第一窄脉冲信号pulse_1，其漏极连接第六电容c5的一端和第六传输门tg5的一端，其源极连接第六电容c5的另一端并接地；第七nmos管mns6的栅极连接第一窄脉冲信号pulse_1，其漏极连接第七电容c6的一端和第七传输门tg6的一端，其源极连接第七电容c6的另一端并接地；第八nmos管mn1的栅极连接第一pmos管的栅极和第一窄脉冲信号pulse_1，其源极接地，其漏极连接第一传输门tg0、第二传输门tg1、第三传输门tg2、第四传输门tg3、第五传输门tg4、第六传输门tg5和第七传输门tg6的另一端以及第一pmos管mp1的漏极并输出斜坡信号ramp；第一pmos管mp1的源极连接第一偏置电流ibias1；第一传输门tg0、第二传输门tg1、第三传输门tg2、第四传输门tg3、第五传输门tg4、第六传输门tg5和第七传输门tg6分别由7位计数器的7位输出码q0、q1、q2、q3、q4、q5和q6控制，传输门由一个nmos管和一个pmos管控制，输出码连接pmos管的栅极并经过一个反相器后连接nmos管的栅极，使得输出码为0时打开对应的传输门，输出码为1时关闭对应的传输门。
一个传输门和其对应的电容构成一个电容延时单元，共构成7个电容延时单元，其中第一电容c0至第七电容c6的容值按等比数列的方式递增，用于产生等距补偿递增的脉宽信号。第一nmos管mns0至第七nmos管mns6分别用于控制7个电容延时单元中各个电容上电荷的周期性泄放，第八nmos管mn1用于对与其漏端相短接的节点寄生电容周期性泄放，第一pmos管mp1用于恒定第一偏置电流ibias1。对被选通的电容进行周期性充电，上述所有周期性充放电动作都由第一窄脉冲信号pulse1控制完成。电容延时单元的选通控制，则由7位计数器的7位输出码q0-q6控制完成。输入信息译码单元的主要功能，是将计数器输出编码信号q0-q6，转换成模拟的斜坡信号ramp。
脉宽产生单元包括第九nmos管mn2、第十nmos管mn3、第十一nmos管mn4、第二pmos管mp2、第三pmos管mp3、第四pmos管mp4、第五pmos管mp5、第六pmos管mp6和与门，第九nmos管mn2的栅极连接斜坡信号ramp，其漏极连接第三pmos管mp3和第五pmos管mp5的漏极以及第六pmos管mp6的栅极，其源极连接第十nmos管mn3和第十一nmos管mn4的源极并接地；第二pmos管mp2的栅漏短接并连接第三pmos管mp3和第四pmos管mp4的栅极以及第二偏置电流ibias2，其源极连接第三pmos管mp3、第四pmos管mp4、第五pmos管mp5和第六pmos管mp6的源极并连接电源电压；第五pmos管mp5的栅极连接第二窄脉冲信号pulse2；第十一nmos管mn4的栅极连接第十nmos管mn3的栅极和漏极以及第四pmos管mp4的漏极，其漏极连接第六pmos管mp6的漏极和与门的第一输入端；与门的第二输入端连接下功率管控制信号l_ctrl(init)，其输出端输出调整信号l_ctrl(out)。
脉宽产生单元中，a点即第九nmos管mn2的漏端的上通路由第三pmos管mp3镜像第二偏置电流ibias2来上拉，下通路通过第九nmos管mn2由斜坡信号ramp偏置来下拉，可以得到a点的翻转阈值电压vt为：
其中μn表示载流子迁移率，cox表示单位面积栅电容，
因此，只要输入信息译码单元能够在斜坡信号ramp充电过程中达到a点的翻转阈值电压vt，脉宽产生单元就会翻转，产生需要的调整信号l_ctrl(out)。由于斜坡信号ramp充电速度由被选通的电容总值决定，电容值的变化直接反映到调整信号l_ctrl(out)的脉宽调整上，实现了总体的脉宽调制功能，调整信号l_ctrl(out)的脉宽将随着计数器的正向计数而逐步等距递增。
下面结合本实施例的时序逻辑图图5分析本实施例的具体工作原理。
软启动开始之前，由软启动信号ss复位计数器，此时未产生脉冲信号，所有电路处于待机状态。当软启动电压达到输出电容的预充偏置电压附近时，开始出现上功率管导通，产生具有占空比信息的脉宽调制信号pwm，利用脉宽调制信号pwm产生上功率管控制信号和下功率管控制信号l_ctrl(init)。根据下功率管控制信号l_ctrl(init)的下降沿触发第一窄脉冲信号pulse1和第二窄脉冲信号pulse2，第一窄脉冲信号pulse1为正向脉冲，且在下功率管控制信号l_ctrl(init)的第一个上升沿出现之前恒为高，第二窄脉冲信号pulse2为第一窄脉冲信号pulse1的反向信号。计数器的时钟由下功率管控制信号l_ctrl(init)的上升沿触发计数，可以看出，由于选通电容值逐步减小，而充电电流不变，斜坡信号ramp的上升斜率逐步上升，当斜坡信号ramp上升到高于a点的翻转阈值电压vt时，与门第一输入端的中间级下管控制信号l_ctrl(inter)转为高电平，再通过与门与下功率管控制信号l_ctrl(init)相与之后，得到调整信号l_ctrl(out)。
经过计数器128个周期计数后，电容延时单元全部被阻断，此时中间级下管控制信号l_ctrl(inter)恒为高，脉宽调制模块不再介入dc-dc变换器电路工作。
本实施例提供的调整电路的关键在于利用脉宽调制模块产生逐步递增的调整信号l_ctrl(out)，逻辑上在上功率管关断之后同时关断上功率管和下功率管，使dc-dc变换器进入非同步整流的dcm模式，避免负电流的产生有效提高了系统效率及可靠性。
本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。