电力转换装置的制作方法

本发明涉及一种电力转换装置。

背景技术：

以往以来，存在一种电力转换装置，其具有将利用架线经由集电装置所供应的直流电升压成预定的电压值的升压斩波器、以及将由所述升压斩波器所输出的直流电转换成交流电的逆变器，并且具备串联的多个组合电路、与所述多个组合电路并联并对线路分离补偿用的电力进行积蓄的线路分离补偿用电容器、与所述线路分离补偿用电容器并联的放电电阻器、以及与所述放电电阻器串联的放电接触器。构成多个所述组合电路的多个升压斩波器分别具有同时被驱动的开关(switching)元件，并共同使用一个升压用线圈来进行升压动作(例如参见专利文献1)。

<现有技术文献>

<专利文献>

专利文献1：日本特开2016-127680号公报

技术实现要素：

<本发明所要解决的问题>

然而，由于以往的电力转换装置包括多个升压斩波器，因此其结构并不简单。

因此，本发明的目的在于提供一种结构简单的电力转换装置。

<用于解决问题的方案>

本发明的实施方式的电力转换装置包括：斩波电路，将直流电转换成预定电压的直流电；直流/直流转换器，设在所述斩波电路的输出侧；第一变压器，具有第一初级侧绕组及第一次级侧绕组，并与所述直流/直流转换器的输出侧连接；第二变压器，具有第二初级侧绕组及第二次级侧绕组，并与所述直流/直流转换器的输出侧连接；第一电容器，串联地插入到所述直流/直流转换器与所述第一初级侧绕组之间；第二电容器，串联地插入到所述直流/直流转换器与所述第二初级侧绕组之间；第一整流电路，与所述第一次级侧绕组连接；以及第二整流电路，与所述第二次级侧绕组连接，其中，通过对所述斩波电路的输出电压进行调整从而对所述第一整流电路的第一输出电压进行调整，通过对所述直流/直流转换器的开关的一个周期中的通电时间进行调整从而对所述第二整流电路的第二输出电压进行调整。

<发明的效果>

能够提供一种结构简单的电力转换装置。

附图说明

图1是表示实施方式1的电力转换装置100的图。

图2是表示dc-dc转换器120a的电路结构的图。

图3是表示dc-dc转换器120a、120b的输出电流的图。

图4是表示dc-dc转换器120a、120b的输出电流的图。

图5是表示dc-dc转换器120a、120b的输出电流的图。

图6是表示实施方式1的变形例的电力转换装置100m的图。

图7是表示实施方式2的电力转换装置200的图。

具体实施方式

以下，对应用了本发明的电力转换装置的实施方式进行说明。

<实施方式1>

图1是表示实施方式1的电力转换装置100的图。电力转换装置100包括输入端子101、斩波电路110、平滑电容器115、dc(directcurrent：直流)-dc转换器120a、120b、电容器(condenser)125a、125b、变压器(transformer)130a、130b、整流电路140a、140b、平滑电容器145a、145b、电压检测部150、电压传感器151a、151b、控制部160、以及输出端子171a、171b、172a、172b。

在此，作为示例，针对电力转换装置100搭载在列车上，将从利用架线所实现的直流电源10经由输入端子101所供应的直流电转换成2种电压的直流电，并从输出端子171a、171b、172a、172b向负载20a、20b供应的形态进行说明。

在日本国内，虽然作为示例由架线所供应的直流电的额定电压为1500v，然而由架线所供应的直流电的电压可以在大约900v～大约1800v的范围变动。

负载20a和负载20b是驱动电压不同的设备，供应到负载20a的直流电的电压高于供应到负载20b的直流电的电压。作为示例，由输出端子171a、172a供应到负载20a的直流电的电压为700v，由输出端子171b、172b供应到负载20b的直流电的电压为400v。负载20a的示例为对列车车内的温度及湿度进行调整的空调等，负载20b的示例为设在列车车内的照明设备等。

输入端子101是向电力转换装置100输入直流电的端子，与直流电源10连接。严格来讲，在输入端子101上连接有列车的集电弓(pantograph)，通过在列车行驶中使集电弓与作为直流电源10的架线接触，从而供应直流电。

斩波电路110与输入端子101的输出侧连接，根据由控制部160所输入的pwm(pulsewidthmodulation：脉冲宽度调制)驱动信号进行驱动控制，将经由输入端子101从直流电源10所供应的直流电转换成预定电压值的直流电并进行输出。

pwm驱动信号由控制部160输入到斩波电路110。另外，作为示例，预定电压值为1100v。在此，作为示例，斩波电路110为升降压型的斩波电路。

斩波电路110只要是通过利用pwm驱动信号对开关元件进行开关从而将经由输入端子101所输入的直流电转换成预定电压值的直流电的电源电路，则可以是任意形式的电路。作为示例，斩波电路110的开关频率为5khz。

平滑电容器115连接在斩波电路110的2个输出端子之间，对斩波电路110的输出电压进行平滑化。

dc-dc转换器120a经由平滑电容器115与斩波电路110的输出侧连接，并且由控制部160进行驱动控制。dc-dc转换器120a具有输入端子121a1、121a2和输出端子122a1、122a2。

在此，使用图2对dc-dc转换器120a的电路结构进行说明。图2是表示dc-dc转换器120a的电路结构的图。

如图2所示，dc-dc转换器120a具有开关s1、s2、s3、s4、输入端子121a1、121a2、以及输出端子122a1、122a2。开关s1、s2、s3、s4分别是具有的晶体管1m、2m、3m、4m、以及二极管1d、2d、3d、4d的半导体开关元件。

晶体管1m、2m、3m、4m是n沟道型的mosfet(metaloxidesemiconductorfieldeffecttransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)，根据由控制部160所输入的栅极驱动信号，进行闭合/断开(on/off)的切换控制(驱动控制)。对开关s1、s2、s3、s4的闭合/断开进行的切换是通过对晶体管1m、2m、3m、4m的导通/截止(on/off)进行切换来进行。

二极管1d、2d、3d、4d分别是与晶体管1m、2m、3m、4m反向并联的续流二极管(freewheeldiode)。需要说明的是，栅极驱动信号是从控制部160输入到晶体管1m、2m、3m、4m。

晶体管1m的漏极与输入端子121a1连接。晶体管1m的源极与晶体管2m的漏极和输出端子122a1连接。当晶体管1m导通时，电流从输入端子121a1流向输出端子122a1。二极管1d的阴极和阳极分别与晶体管1m的漏极和源极连接。

晶体管2m的源极与输入端子121a2连接。晶体管2m的漏极与晶体管1m的源极和输出端子122a1连接。当晶体管2m导通时，电流从输出端子122a1流向输入端子121a2。二极管2d的阴极和阳极分别与晶体管2m的漏极和源极连接。

晶体管3m的漏极与输入端子121a1连接。晶体管3m的源极与晶体管4m的漏极和输出端子122a2连接。当晶体管3m导通时，电流从输入端子121a1流向输出端子122a2。二极管3d的阴极和阳极分别与晶体管3m的漏极和源极连接。

晶体管4m的源极与输入端子121a2连接。晶体管4m的漏极与晶体管3m的源极和输出端子122a2连接。当晶体管4m导通时，电流从输出端子122a2流向输入端子121a2。二极管4d的阴极和阳极分别与晶体管4m的漏极和源极连接。

在以上结构的dc-dc转换器120a中，对于开关s1、s2、s3、s4的闭合/断开，分成开关s1及s4的组和开关s2及s3的组，按每个开关周期以逆相位来进行。

换言之，在将开关s1及s4闭合的期间，将开关s2及s3断开。另外，在将开关s2及s3闭合的期间，将开关s1及s4断开。

开关周期的一个周期由将开关s1及s4闭合(将开关s2及s3断开)的期间、死区时间(dt：deadtime)、将开关s2及s3闭合(将开关s1及s4断开)的期间、死区时间(dt：deadtime)构成。

在各个开关周期中，将开关s1及s4、或开关s2及s3闭合的时间由控制部160控制。由于开关s1及s4、以及开关s2及s3闭合的时间是电流流过开关s1及s4、以及开关s2及s3的时间，因此在此将其称为通电时间。

dc-dc转换器120a通过进行上述控制，从而将输入到输入端子121a1、121a2的直流电的电压值转换成期望的电压值并从输出端子122a1、122a2输出。通过由dc-dc转换器120a进行开关控制，使得由dc-dc转换器120a所输出的电流1变为高频电流。

在实施方式1中，将dc-dc转换器120a的开关s1及s4、以及开关s2及s3闭合的通电时间在所有开关周期中被设定为固定值。

需要说明的是，dc-dc转换器120a和120b是直流/直流转换器的示例，dc-dc转换器120a是直流/直流转换器之中的第一转换部的示例。

dc-dc转换器120b经由平滑电容器115在斩波电路110的输出侧与dc-dc转换器120a并联，并通过控制单元160来进行驱动控制。dc-dc转换器120b具有输入端子121b1、121b2、以及输出端子122b1、122b2。dc-dc转换器120b是直流/直流转换器之中的第二转换部的示例。

由于dc-dc转换器120b的电路结构与图2所示的dc-dc转换器120a的电路结构相同，因此在此省略说明，然而，以下对于dc-dc转换器120b，也以进行开关s1及s4和开关s2及s3的闭合/断开来进行说明。通过由dc-dc转换器120b进行开关控制，使得由dc-dc转换器120b所输出的电流2变为高频电流。

与dc-dc转换器120a不同，dc-dc转换器120b是通过对开关周期的一个周期中的开关s1及s4、以及开关s2及s3的通电时间进行调整(控制)，从而对由斩波电路110所输入的直流电的电压值进行调整(控制)。其具体内容将在后面说明。

电容器125a串联地插入到dc-dc转换器120a与变压器130a的初级侧线圈131a之间。电容器125a是用于对在dc-dc转换器120a与初级侧线圈131a之间流动的电流1的谐振频率f1进行设定而设置。电流1的谐振频率f1由电容器125a的电容c1和变压器130a的漏电感l1确定。

电容器125b串联地插入到dc-dc转换器120b与变压器130b的初级侧线圈131b之间。电容器125b是用于对在dc-dc转换器120b与初级侧线圈131b之间流动的电流2的谐振频率f2进行设定而设置。电流2的谐振频率f2由电容器125b的电容c2和变压器130b的漏电感l2确定。

在此，电流1的谐振频率f1被设定为高于电流2的谐振频率f2。该谐振频率f1、f2的设定可以通过将电容c1、c2、漏电感l1、l2设定为适当值来实现。

变压器130a是具有初级侧线圈131a和次级侧线圈132a的高频绝缘型的变压器。初级侧线圈131a的两端与dc-dc转换器120a的输出端子122a1、122a2连接。次级侧线圈132a的两端与整流电路140a的2个输入端子连接。

在此，作为示例，初级侧线圈131a与次级侧线圈132a的匝数比为11：7。当由dc-dc转换器120a所输入的高频电力的电压为1100v时，变压器130a向整流电路140a输出700v的高频电力。

需要说明的是，变压器130a是第一变压器的示例，初级侧线圈131a和次级侧线圈132a分别是第一初级侧绕组和第一次级侧绕组的示例。

变压器130b是具有初级侧线圈131b和次级侧线圈132b的高频绝缘型的变压器。初级侧线圈131b的两端与dc-dc转换器120b的输出端子122b1、122b2连接。次级侧线圈132b的两端与整流电路140b的2个输入端子连接。

在此，作为示例，初级侧线圈131b与次级侧线圈132b的匝数比为11：4。当由dc-dc转换器120b所输入的高频电力的电压为1100v时，变压器130b向整流电路140b输出400v的高频电力。

需要说明的是，变压器130b是第二变压器的示例，初级侧线圈131b和次级侧线圈132b分别是第二初级侧绕组和第二次级侧绕组的示例。

整流电路140a与次级侧线圈132a连接，并且在输出侧经由平滑电容器145a连接有输出端子171a、172a。整流电路140a具有桥接有4个二极管的电路结构。整流电路140a对由次级侧线圈132a所输入的高频电力进行整流并输出。整流电路140a是第一整流电路的示例。

整流电路140b与次级侧线圈132b连接，并且在输出侧经由平滑电容器145b连接有输出端子171b、172b。整流电路140b具有桥接有4个二极管的电路结构。整流电路140b对由次级侧线圈132b所输入的高频电力进行整流并输出。整流电路140b是第二整流电路的示例。

平滑电容器145a、145b分别连接在整流电路140a、140b的2个输出端子之间，并且对由整流电路140a、140b所整流的电力进行平滑化。

电压检测部150与电压传感器151a、151b连接。电压传感器151a、151b分别对平滑电容器145a、145b的两端之间的电压v1、v2进行检测。电压检测部150将由电压传感器151a、151b所分别检测出的表示平滑电容器145a、145b的两端之间的电压v1、v2的信号输出到控制部160。

平滑电容器145a的两端之间的电压v1是输出端子171a、172a的输出电压，平滑电容器145b的两端之间的电压v2是输出端子171b、172b的输出电压。

控制部160基于由电压检测部150所检测出的平滑电容器145a、145b的两端之间的电压v1、v2，对斩波电路110的输出电压、以及dc-dc转换器120a及120b的输出电压进行控制。

输出端子171a、172a经由平滑电容器145a分别与整流电路140a的2个输出端子连接。由于在输出端子171a、172a上连接有负载20a，因此输出端子171a、172a向负载20a输出将预定电压值的直流电。输出端子171a、172a的输出电压v1为700v。

输出端子171b、172b经由平滑电容器145b分别与整流电路140b的2个输出端子连接。由于在输出端子171b、172b上连接有负载20b，因此输出端子171b、172b向负载20b输出将预定电压值的直流电。输出端子171b、172b的输出电压v2为400v。

在具有上述结构的电力转换装置100中，通过在将利用dc-dc转换器120a使开关s1及s4、以及开关s2及s3为闭合的通电时间保持为固定值的状态下，对斩波电路110的输出电压进行调整，从而对输出电压v1进行调整。

具体来说，当输出电压v1低于700v时，控制部160通过利用由电压检测部150所检测出的两端之间的电压v1进行反馈控制，从而使斩波电路110的输出电压上升并将其调整为700v。另外，当输出电压v1高于700v时，控制部160通过利用由电压检测部150所检测出的两端之间的电压v1进行反馈控制，从而使斩波电路110的输出电压下降并将其调整为700v。

另外，在电力转换装置100中，通过对利用dc-dc转换器120b使开关s1及s4、以及开关s2及s3为闭合的通电时间进行调整，从而对输出电压v2进行调整。

如上所述，当为了调整输出电压v1使得斩波电路110的输出电压上升或下降时，输入到dc-dc转换器120b的输入端子121b1、121b2的电压也上升或下降。这样一来，dc-dc转换器120b的输入电压受到斩波电路110的输出电压的上升或下降的影响。

例如，在输出电压v1为690v的情况下，当斩波电路110的输出电压上升而将输出电压v1调整为700v时，如果不调整dc-dc转换器120b的通电时间使其固定，则输出电压v2有可能变成420v。另外，在输出电压v1为710v的情况下，当斩波电路110的输出电压降低而将输出电压v1调整为700v时，如果不调整dc-dc转换器120b的通电时间使其固定，则输出电压v2有可能变成380v。

在电力转换装置100中，通过对dc-dc转换器120b的通电时间进行调整，从而将输出电压v2调整为400v。

接着，使用图3至图5对电力转换装置100的动作进行说明。图3至图5是表示dc-dc转换器120a、120b的输出电流(电流1、2)的图。在图3至图5中，横轴表示时间，纵轴表示电流值。在此，用实线表示电流1的波形，用虚线表示电流2的波形。

另外，dc-dc转换器120a、120b的开关周期(switchingcycle)均为100μs(微秒)。

另外，在dc-dc转换器120a中，设定为开关周期的一个周期中2次的通电时间分别被固定为40μs，开关周期的一个周期中2次的死区时间分别被固定为10μs。另外，设定为电流1的谐振周期的半周期为35μs。

在dc-dc转换器120a的开关周期的一个周期中，以在第一次的通电时间内使开关s1及s4闭合，设置10μs的死区时间，在第二次的通电时间内使开关s2及s3闭合，设置10μs的死区时间的顺序，进行开关s1、s4和开关s2、s3的开关。

在图3中，示出了将dc-dc转换器120b的通电时间设为初始状态的状态下的电流1、2的波形、以及dc-dc转换器120a、120b的驱动状态(使开关s1、s4为闭合的期间、死区时间、使开关s2、s3闭合的期间、以及死区时间)。

在初始状态下，dc-dc转换器120b的通电时间为40μs，死区时间为10μs。需要说明的是，死区时间的最小期间为5μs，无法进一步缩短。另外，死区时间的最长期间为15μs，无法进一步增长。

由于电流1的谐振频率f1比电流2的谐振频率f2高，因此电流1的周期比电流2的周期短。作为示例，电流1的半周期为35μs，电流2的半周期为45μs。

在图3所示的初始状态下，由于电流1的半周期(35μs)比dc-dc转换器120a的通电时间(40μs)短，因此电流1的波形的半周期全部容纳在通电时间内。另一方面，由于电流2的半周期(45μs)比dc-dc转换器120b的通电时间(40μs)长，因此电流2的波形缺少半周期的最后部分。

如果进一步增长dc-dc转换器120b的通电时间，则由于电流2流动的时间变长，因此能够使输出电压v2上升。另外，如果进一步缩短dc-dc转换器120b的通电时间，则由于电流2流动的时间变长，因此能够使输出电压v2下降。

在图4所示的状态下，与图3所示的初始状态相比dc-dc转换器120b的通电时间变长，被设定为45μs。在该状态下，死区时间被设定为最小期间的5μs。

由于电流1的半周期(35μs)比dc-dc转换器120a的通电时间(40μs)短，因此电流1的波形的半周期全部容纳在通电时间内。另一方面，由于电流2的半周期(45μs)等于dc-dc转换器120b的通电时间(45μs)长，因此电流2的波形的半周期全部容纳在通电时间内。

这样一来，如果将dc-dc转换器120b的导通时间增长，则由于与初始状态相比电流2流动的时间变长，因此能够使输出电压v2上升。

在图5所示的状态下，与图3所示的初始状态相比dc-dc转换器120b的通电时间变短，被设定为35μs。在该状态下，死区时间被设定为最长期间的15μs。

由于电流1的半周期(35μs)比dc-dc转换器120a的通电时间(40μs)短，因此电流1的波形的半周期全部容纳在通电时间内。另一方面，由于电流2的半周期(45μs)比dc-dc转换器120b的通电时间(35μs)短，因此电流2的波形缺少半周期的最后部分。

这样一来，如果将dc-dc转换器120b的导通时间缩短，则由于与初始状态相比电流2流动的时间变短，因此能够使输出电压v2下降。

这样一来，由于电流1的半周期(35μs)比dc-dc转换器120a的通电时间(40μs)短，因此电流1的波形的半周期全部总是容纳在通电时间内。因此，通过对斩波电路110的输出电压进行调整，从而能够对输出电压v1进行调整。

另外，关于电流2，通过对dc-dc转换器120b的通电时间在35μs至40μs之间进行调整，从而能够将电流2流动的时间设定在电流2的半周期(45μs)以下。因此，即使斩波电路110的输出电压变动，也能够通过对dc-dc转换器120b的通电时间进行调整，从而对输出电压v2进行调整。

综上所述，根据实施方式1，通过使dc-dc转换器120a、120b的输出电流(电流1、2)的谐振频率具有f1＞f2的关系，从而能够提供能够以包括1个斩波电路110和2个dc-dc转换器120a、120b的结构来对输出电压v1、v2进行调整的电力转换装置100。

由于电力转换装置100是包括1个斩波电路110和2个dc-dc转换器120a、120b的简单结构，因此根据实施方式1，能够提供结构简单的电力转换装置。

需要说明的是，以上对使dc-dc转换器120a、120b的输出电流(电流1、2)的谐振频率具有f1＞f2的关系的形态进行了说明。然而，f1＞f2的关系并非必须。

只要调整为使dc-dc转换器120a的通电时间为电流1的谐振频率的半周期以下的时间，则能够相对于斩波电路110的输出电压来调整dc-dc转换器120a的输出电压，并能够对输出电压v1进行调整。

在该情况下，只要以当将dc-dc转换器120a的通电时间设定为等于电流1的谐振频率的半周期的时间时输出电压v1为700v以上的方式，对斩波电路110的输出电压进行调整即可。其原因是，在当将dc-dc转换器120a的通电时间设定为等于电流1的谐振频率的半周期的时间时斩波电路110的输出电压为使输出电压v1小于700v的输出电压的情况下，即使对dc-dc转换器120a的通电时间进行调整也无法将输出电压v1调整为700v。

另外，在该情况下，dc-dc转换器120a与120b的开关周期也可以不同。

另外，以上虽然是针对将电力转换装置100搭载在列车上的形态进行了说明，但电力转换装置100的用途不限于列车。电力转换装置100也可以用于列车以外的装置，例如可以应用于太阳能电池或燃料电池的电力调节系统(pcs：powerconditioningsystem)。

另外，以上针对电容器125a和125b分别串联在dc-dc转换器120a和120b与初级侧线圈131a和131b之间的形态进行了说明。

然而，电力转换装置100还可以包括分别与电容器125a和125b串联的电抗器(reactor)。图6是表示实施方式1的变形例的电力转换装置100m的图。电力转换装置100m具有在图1所示的电力转换装置100中增加了电抗器126a、126b的结构。

电抗器126a串联在电容器125a与初级侧线圈131a之间。电抗器126a是第一电抗器的示例，电抗器126a的电感是第一电感的示例。

电抗器126b串联在电容器125b与初级侧线圈131b之间。电抗器126b是第二电抗器的示例，电抗器126b的电感是第二电感的示例。

在电力转换装置100m中，电流1的谐振频率f1由电容器125a的电容c1、电抗器126a的电感、及变压器130a的漏电感l1确定，电流2的谐振频率f2由电容器125b的电容c2、电抗器126b的电感、及变压器130b的漏电感l2确定。电抗器126a和126b的电感分别在谐振频率f1、f2与变压器130a和130b的漏电感l1和l2之间的关系上设定为适当值即可。例如，为了设定谐振频率f1和f2，在变压器130a的漏电感l1和变压器130b的漏电感l2不足的情况下，通过增加电抗器126a和126b，从而能够确实地对谐振频率f1和f2进行设定。

另外，在图6中，虽然是对电抗器126a被串联在电容器125a与初级侧线圈131a之间，电抗器126b被串联在电容器125b与初级侧线圈131b之间的形态进行了说明，但电抗器126a也可以被串联在dc-dc转换器120a与电容器125a之间，同样地，电抗器126b也可以被串联在dc-dc转换器120b与电容器125b之间。

另外，在图6中，虽然是对电力转换装置100m包括电抗器126a及126b的形态进行了说明，但电力转换装置100m也可以是仅包括电抗器126a或126b中的任意一者的结构。

<实施方式2>

图7是表示实施方式2的电力转换装置200的图。电力转换装置200具有在实施方式1的电力转换装置100中将dc-dc转换器120a、120b汇总为一个的结构。因此，以下以不同点为中心进行说明。另外，对于与实施方式1的电力转换装置100的构成要素相同的构成要素赋予相同符号，并省略说明。

电力转换装置200包括输入端子101、斩波电路110、平滑电容器115、dc-dc转换器220、电容器125a、125b、变压器130a、130b、整流电路140a、140b、平滑电容器145a、145b、电压检测部150、电压传感器151a、151b、控制部260、以及输出端子171a、171b、172a、172b。

dc-dc转换器220经由平滑电容器115与斩波电路110的输出侧连接，并由控制部260进行驱动控制。dc-dc转换器220具有输入端子221a1、221a2和输出端子222a1、222a2。dc-dc转换器220是直流/直流转换器的示例。

输入端子221a1、221a2和输出端子222a1、222a2分别与dc-dc转换器120a的输入端子121a1、121a2和输出端子122a1、122a2对应。dc-dc转换器220的电路结构与图2所示的dc-dc转换器120a的电路结构相同。

输入端子221a1、221a2与斩波电路110的2个输出端子连接。另外，输出端子222a1、222a2与变压器130a的初级侧线圈131a和变压器130b的初级侧线圈131b连接。

变压器130a的初级侧线圈131a和变压器130b的初级侧线圈131b与在dc-dc转换器220的输出侧分支的2个线路分别连接。在2个线路之中，连接有初级侧线圈131a的线路是第一线路的示例，连接有初级侧线圈131b的线路是第二线路的示例。这样一来，初级侧线圈131a和初级侧线圈131b互相并联。

另外，电流1是在dc-dc转换器220的输出侧经由电容器125a流向变压器130a的初级侧线圈131a的电流，电流2是在dc-dc转换器220的输出侧经由电容器125b流向变压器130b的初级侧线圈131b的电流。

控制部260基于由电压检测部150所检测出的平滑电容器145a、145b的两端之间的电压，对斩波电路110的输出电压以及dc-dc转换器220的输出电压进行控制。可以以与实施方式1中的dc-dc转换器120b的输出电压的控制相同的方式来进行dc-dc转换器220的输出电压的控制。

作为前提条件，电流1的谐振频率f1被设定为高于电流2的谐振频率f2。另外，dc-dc转换器220使开关s1、s4闭合的通电时间和使开关s2、s3闭合的通电时间相等，并且比电流1的谐振周期的半周期长。

在电力转换装置200中，通过对斩波电路110的输出电压进行调整从而对输出电压v1进行调整，通过对利用dc-dc转换器220使开关s1及s4、以及开关s2及s3闭合的通电时间进行调整从而对输出电压v2进行调整。该控制方法与实施方式1相同。

因此，根据实施方式2，通过使电流1和2的谐振频率具有f1＞f2的关系，从而能够提供能够以包括1个斩波电路110和1个dc-dc转换器220的结构来对输出电压v1、v2进行调整的电力转换装置200。

由于电力转换装置200是包括1个斩波电路110和1个dc-dc转换器220的简单结构，因此根据实施方式2，能够提供结构简单的电力转换装置。

需要说明的是，电力转换装置200也可以与图6所示的电力转换装置100m同样，进一步包括分别与电容器125a和125b串联的电抗器126a和126b。另外，电力转换装置200也可以是仅包括电抗器126a或126b中的任意一者的结构。

以上对本发明的示例性的实施方式的电力转换装置进行了说明，但本发明并不限定于具体公开的实施方式，可以在不脱离权利要求书的情况下进行各种变形或变更。

符号说明

100、200电力转换装置

110斩波电路

120a、120b、220dc-dc转换器

s1、s2、s3、s4开关

125a、125b电容器

130a、130b变压器

131a、131b初级侧绕组

132a、132b次级侧绕组

140a、140b整流电路

150电压检测部

160、260控制部