一种同相升降压变换器模式平滑切换的控制系统及方法与流程

本发明涉及一种同相四管升降压变换器的控制技术，尤其涉及一种同相升降压变换器模式平滑切换的控制系统及方法。

背景技术

同相四管升降压变换器能够低成本、高效率地在宽输入电压下适时地升压和降压，被广泛应用于功率放大器、光伏逆变器和移动设备供电中。

为了能够高效率地转换电压，将同相四管升降压变换器的工作模式分为buck模式、buck-boost模式和boost模式，其中，buck-boost模式作为buck模式和boost模式的过渡，以减小模式切换过程中产生的尖峰。如图1a所示为现有技术的一种解决模式切换的控制方法电路原理图，其中电容c1、c2和c3为片外电容，sw1和sw2是电感l两端的电压，sa和sc为功率开关管，sb和sd为同步整流功率管。根据输入电压vin和输出电流要求，控制电路控制片上功率管的导通和关断，调节输出电压vout。在控制电路中，输出采样电压vs和参考电压vref，作为误差放大器amp的输入端。误差放大器的输出信号为vc，vc和交叠的斜坡信号vboost、vbuck通过比较器com1比较，斜坡信号vboost和vbuck周期为ts，输出信号经过驱动电路driver控制功率管sa、sb、sc和sd导通和关断。

如图1b所示，vmax和vl为vboost的最大值和最小值，vh和vmin为vbuck的最大值和最小值。系统工作在buck模式下时，误差信号vc只与vbuck比较；系统工作在boost模式时，vc只与vboost比较；系统工作在buck-boost模式时，vc同时与vboost和vbuck比较。当驱动信号vo1为高电平/低电平时，功率管sa导通/关断，同时功率管sb关断/导通；当驱动信号vo2为高电平/低电平时，功率管sd导通/关断，功率管sc关断/导通。

但是，由于功率管死区时间的存在，buck模式和boost模式同过渡的buck-boost模式切换过程中依然存在电压和电流的跳变，影响系统的稳定性。例如，当系统从buck模式刚进入buck-boost模式，由于控制功率管sd的信号vo2的低电平持续时间低于死区时间，功率管寄生电容充放电不充分，导致功率管sc来不及导通，功率管sd来不及关断，则直流电压转换比保持不变，因而，输出电压跟随输入电压下降；随着输入电压继续降低，当vo2低电平持续时间升高到高于死区时间时，功率管寄生电容充放电超过阈值，功率管sc和sd正常切换，直流电压转换比升高，导致输出电压产生跳变。同理，从buck-boost模式切换到boost模式也是如此。因此，必须消除功率管死区时间对输出电压的影响，以提高输出电压在模式切换过程中的稳定性。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种同相升降压变换器模式平滑切换的控制系统及方法，能够消除系统在模式切换过程中功率管死区时间对输出电压的影响，实现平滑模式切换。

本发明的上述技术问题主要是通过下述技术方案得以解决的：

一种同相升降压变换器模式平滑切换的控制系统，其特征在于，在buck-boost变换的控制电路中加装一个箝位组件，所述箝位组件能够将buck-boost变换器中同相四管组件的功率管sc和sb的最小导通时间箝位在tmin，将功率管sa和sd在buck模式和boost模式下最大导通时间设定为tad0，其中，tmin和tad0为设定值，且定义功率管sa和功率管sc同时导通，工作时间为tac；功率管sa和功率管sd同时导通，工作时间为tad；功率管sb和功率管sd同时导通的时间为tbd；当系统工作在buck模式时，tad+tbd＝ts,tac＝0；当系统工作在boost模式时，tad+tbd＝ts,tac+tad＝ts，tbd＝0，tad0＝ats；tmin＝bts。

在上述的一种同相升降压变换器模式平滑切换的控制系统，所述箝位组件包括依次连接的箝位模块以及脉冲产生模块，所述箝位组件输入接buck-boost变换器的比较器组件，输出接buck-boost变换器中同相四管的驱动器。

在上述的一种同相升降压变换器模式平滑切换的控制系统，所述比较器组件包括比较器com1、比较器com2、以及比较器com3；采样电阻的输出采样电压vs和参考电压vref，作为误差放大器amp的输入端；误差放大器的输出信号为误差信号vc，比较器com1将vbuck和vboost锯齿波与误差信号vc比较，并将控制信号vo1和vo2输出给箝位组件clamp；比较器com2和com3分别用信号vh和信号vl与误差信号vc比较，产生控制信号con，并输出给箝位组件clamp，其中vh为vbuck锯齿波的峰值，vl为vboost锯齿波的谷值。

在上述的一种同相升降压变换器模式平滑切换的控制系统，同相四管组件包括：功率开关管sa、功率开关管sc、同步整流功率管sb和同步整流功率管sd组成的同相四管，并同时与驱动模块连接；电感l一端同时与功率开关管sa和同步整流功率管sb连接，另一端同时与功率开关管sc和同步整流功率管sd连接；同步整流功率管sd输出与负载连接，同相四管组件的调节输出电压为vout；片外电容c1接同相四管组件的输入并接地；片外电容c2接同相四管组件的输出并接地；片外电容c3接误差放大器amp的输出并接地。

在上述的一种同相升降压变换器模式平滑切换的控制系统，tad0＝0.85ts；tmin＝0.05ts。

一种同相升降压变换器模式平滑切换的控制方法，其特征在于，过渡的buck-boost模式中，在一个开关周期内，开始是功率管sa和sd导通，然后是功率管sa和sc导通，最后是功率管sb和sd导通；,并且在一个开关周期能够分别将buck-boost变换器中同相四管组件的功率管sa和sc同时导通的最小时间箝位在tmin，功率管sb和sd同时导通的最小时间箝位在tmin，将功率管sa和sd在buck模式和boost模式下同时导通的最大时间设定为tad0，其中，tmin和tad0为设定值，且定义功率管sa和功率管sc同时导通工作时间为tac；功率管sa和功率管sd同时导通工作时间为tad；功率管sb和功率管sd同时导通的时间为tbd；当系统工作在buck模式时，tad+tbd＝ts,tac＝0；当系统工作在boost模式时，tad+tbd＝ts,tac+tad＝ts，tbd＝0，tad0＝ats；tmin＝bts。

在上述的一种同相升降压变换器模式平滑切换的控制方法，功率管sa和功率管sc同时导通工作时间为tac；功率管sa和功率管sd同时导通工作时间为tad；功率管sb和功率管sd同时导通的时间为tbd；当系统工作在buck模式时，tad+tbd＝ts,tac＝0，并且有

其中，mvbuck表示buck模式将要切换成buck-boost模式时刻的直流电压转换比，mvbb1表示刚好切换成buck-boost模式时的直流电压转换比，mvbb2表示将要切换成boost模式时的直流电压转换比，mvboost表示刚好切换成boost模式时的直流电压转换比；tad0为设定的功率管sa和sd在buck模式和boost模式下最大导通时间；若模式平滑切换，则式(3)和式(4)相等，式5和式6相等；令上述两式分别相等，则可以确定从buck模式或boost模式切换到buck-boost模式的这个瞬间，功率管sa和sd同时导通的时间间隔为ttd1。

在上述的一种同相升降压变换器模式平滑切换的控制方法，随着输入电压降低，变换器的工作模式从buck模式到buck-boost模式再到boost模式，具体包括：

步骤1：误差信号vc低于vl时，系统工作在buck模式，功率管sa和sb控制电压转换比，其中，vl是vboost锯齿波的谷值；

步骤2：误差信号vc缓慢上升高于vl时，箝位功率管sa和sc的同时导通的最小时间tmin，功率管sa和sd的同时导通的时间从tad0瞬间下降到tad1.功率管sb和sd同时导通的时间随着vc缓慢上升而变小，功率管sa和sd同时导通的时间随着vc缓慢上升而变大，直到tad从tad1上升到tad0；

步骤3：误差信号vc继续上升，此时功率管sa和sd同时导通的时间始终为tad0，功率管sa和sc同时导通的时间不再箝位，随vc上升而变大，功率管sb和sd同时导通的时间随vc上升而变小，直到tbd减小到tmin；

步骤4：误差信号vc继续上升且低于vh时，箝位功率管sb和sd的同时导通的最小时间tmin；功率管sa和sc同时导通的时间随着vc缓慢上升而变大，功率管sa和sd同时导通的时间随着vc缓慢上升而减小，直到tad从tad0减小到tad1,同时vc等于vh；其中，vh是vbuck锯齿波的峰值；

步骤5：误差信号vc继续上升且高于vh时，系统工作在boost工作模式，不再箝位功率管sb和sd的同时导通的最小时间；功率管sa和sd的同时导通的时间从tad1瞬间上升到tad0，功率管sc和sd控制电压转换比。

在上述的一种同相升降压变换器模式平滑切换的控制方法，tad0＝0.85ts；tmin＝0.05ts。

因此，本发明具有如下优点：本发明所述的控制方法箝位模式切换过程中功率管导通和关断时间，消除死区时间对输出电压的影响，降低系统的纹波，提高系统的稳定性；并且降低了buck-boost模式下的平均电感电流，提高了效率；本控制方法实现简单，可用于任何电压模控制的同相四管buck-boost变换器。

附图说明

图1a传统同相四管buck-boost变换器的控制方法。

图1b传统同相四管buck-boost变换器的控制方法的波形示意图。

图2同相四管buck-boost变换器误差输出电压和直流转换比的关系。

图3消除死区时间影响的关键控制模块。

图4a所提出的控制方法从buck模式切换到buck-boost模式的关键波形。

图4b所提出的控制方法从buck-boost模式切换到boost模式的关键波形。

图5以led恒流驱动为例，所提出的控制方法的系统架构图。

具体实施方式

下面通过实施例，并结合附图，对本发明的技术方案作进一步具体的说明。

实施例：

以下结合附图对本发明的优先实例进行详细描述，但本发明并不仅仅限于这种实施例。本发明涵盖任何在本发明的精髓和范围上做的替代和、修改、等效方法以及方案。为了使公众对本发明有彻底的了解，在以下本发明优先实施例详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本发明。

锂电池的输入电压会随着使用时间而缓慢降低，一般从4.7v减小到2.7v。由于四个功率开关管的占空比不会突变，当输入电压降低时，输出电压同时也会降低，误差信号vc升高，进而调节占空比，以稳定输出电压。稳定工作情况下，输入电压产生微小变化δvin时，输出电压的变化δvo与输入电压微小变化δvin近似成线性关系，误差信号的改变δvc和输出电压的变化δvo也是近似线性变化的。所以，如图2所示，在变换器模式切换过程中，如果两个临界点a和b处电压转换比mv平滑且连续，则说明变换器实现了平滑模式切换。

如图1a所示，根据伏秒平衡和电荷守恒可得到同相四管buck-boost变换器的直流特性，如式(1)和(2)：

其中，il为流过电感的平均电流，io为负载电流。buck-boost模式分为三种工作状态，即功率管sa和功率管sc同时导通，工作时间为tac；功率管sa和功率管sd同时导通，工作时间为tad；功率管sb和功率管sd同时导通的时间为tbd。当系统工作在buck模式时，tad+tbd＝ts,tac＝0；当系统工作在boost模式时，tad+tbd＝ts,tac+tad＝ts，tbd＝0。当负载恒定，若tad+tbd远大于tac，则可以降低电感平均电流il。

如图2所示，由于死区时间的存在，在两个临界点a和b处，难以确定准确的直流转换电压比mv，导致直流转换电压比mv关于误差信号vc的曲线不连续。

本发明通过箝位功率管sc和sb的最小导通时间tmin，来保证mv连续且光滑。其中，a点左邻域和a点右邻域中mv的表达式为(3)(4)；b点左邻域和b点右邻域中mv的表达式为(5)(6)：

其中，mvbuck表示buck模式将要切换成buck-boost模式的直流电压转换比，mvbb1表示刚好切换成buck-boost模式的直流电压转换比，mvbb2表示将要切换成boost模式的直流电压转换比，mvboost表示刚好切换成boost模式的直流电压转换比。tad0为设定的功率管sa和sd在buck模式和boost模式下最大导通时间。若模式平滑切换，则式(3)和式(4)相等，式(5)和式(6)相等。令上述两式分别相等，则可以确定从buck模式或boost模式切换到buck-boost模式的这个瞬间，功率管sa和sd同时导通的时间间隔tad1。

也就是说，只要控制电路能够将功率管sc和sb的最小导通时间箝位在tmin，将功率管sa和sd在buck模式和boost模式下最大导通时间设定为tad0，并且能够实现上述求解的功率管sa和sd同时导通时间为tad1的控制，则控制电路实现了平滑的模式切换。

以下为具体实施例。为了使公众对本发明有彻底的了解，本发明优先实施例详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本发明。

如图3所示，vref为参考电压，vs为输出电流采样信号，比较器com1将vbuck和vboost锯齿波与误差信号vc比较，输出控制信号vo1和vo2。比较器com2和com3分别用vh和vl与误差信号vc比较，产生控制信号con以确定工作模式。当con为高电平时，系统工作在buck-boost模式，脉冲产生模块pulse和箝位模块clamp启动工作。vcl1和vcl2为箝位信号，低电平脉冲宽度被钳位为tmin。箝位模块clamp的输出信号为vab和vcd，当驱动信号vab为高电平/低电平时，功率管sa导通/关断，同时功率管sb关断/导通；当驱动信号vcd为高电平/低电平时，功率管sd导通/关断，功率管sc关断/导通。

参考图4a说明随着vin缓慢下降，变换器从buck模式切换到

buck-boost模式的工作过程。当误差信号vc高于vl时，con为高电平，启动脉冲发生器pulse和箝位电路clamp。

变换器从buck模式切换到buck-boost模式的开始阶段，从vc和vboost上升斜坡交越时刻开始延时ts-tmin产生vcl1的下降沿，此时，vc高于vboost的持续时间小于tmin，将vo2钳制为高电平。随着误差信号vc继续升高，当一个周期内，vcl1的下降沿与vboost的下降沿重合时，vcl1的下降沿由vboost的下降沿决定；同时，当vc高于vboost的持续时间大于tmin，vo2不再被钳位，按照图4a所示进行高低电平转换，即vc高于vboost时为低电平，反之为高电平。vcl1和vo2经过逻辑与电路得到vcd信号。

变换器从buck模式切换到buck-boost模式的开始阶段，误差信号vc和vboost上升斜坡交越时刻与下降斜坡交越时刻的时间间隔记为t1(t)，从vc和vboost上升斜坡交越时刻开始延时t2(t)＝(ts-tad0)-t1(t)产生vcl2的下降沿。随着误差信号vc继续升高，当一个周期内vcl2的上升沿与vbuck的下降沿重合时，vcl2的上升沿由vbuck的下降沿确定。vo1按照图4a所示进行高低电平转换，即vc高于vbuck时为高电平，反之为低电平。vcl2和vo1经过逻辑与电路得到vab信号。

参考图4b说明从buck-boost模式切换到boost模式的工作过程。在模式切换初期，vo1按照图4b所示进行高低电平转换，即vc高于vbuck时为高电平，反之为低电平；随着误差信号vc继续升高，当一个开关周期内，vc低于vbuck的持续时间小于tmin时，则vo1被强制为高电平。vcl2按图4b所示切换，即误差信号vc和vbuck上升斜坡交越时刻产生vcl2的下降沿，经过固定的tmin时间切换为高电平。vcl2和vo1经过逻辑与电路得到vab信号。

误差信号vc和vboost上升斜坡交越时刻与vbuck下降沿时刻的时间间隔记为t3(t)，从vbuck下降沿延迟tad0-t3(t)产生vcl1的下降沿。同时，vo2按照图4b所示进行高低电平转换，即vc高于vboost时为低电平，反之为高电平。vcl1和vo2经过逻辑与电路得到vcd信号。

当误差信号vc大于等于vh时，控制信号con为低电平，关闭脉冲发生器pulse和箝位电路clamp；变换器进入boost工作模式，过渡工作模式结束。

参考图5所示，系统架构中虚线框图内为所设计的箝位电路，以保证系统能够平滑的模式切换。

以上显示和描述了本发明的基本原理和主要特征及本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。

本文中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。