一种无刷双馈电机的功率下垂控制方法与流程

本发明属于电机控制技术领域，更具体地，涉及一种无刷双馈电机的功率下垂控制方法。

背景技术：

无刷双馈电机(brushlessdoubly-fedmachine，bdfm)由于所需变频器仅需转差倍功率容量即可实现变速恒频发电，同时又因采用特殊的结构设计取消了电刷和滑环，提升了电机运行可靠性，降低了维护和运营成本，因此在发电系统中具有广阔的应用前景。

在发电应用，特别风力发电、船舶轴带发电等微电网应用中，为提升供电可靠性，需保证对关键性负载的不间断供电，无刷双馈电机应同时具备独立带载、与电网共同带载、向电网转移负载的能力，因此具有独立/并网双模式运行能力的发电系统目前成为研究热点。双模式发电系统中，独立、并网运行的控制目标一般分别为输出电压的幅值与频率和有功、无功功率，因此针对不同的控制目标在两种工况下采用不同控制系统。当工况改变、系统需由独立运行切换至并网运行时，并网瞬间的波动将对电网尤其是弱电网的电压幅值和频率产生严重影响，甚至导致并网失败、损坏系统设备。因此为提高发电系统的整体可靠性，发电系统需在并网瞬间引入无缝切换控制技术，以减小并网冲击电流，保证系统安全。

目前，发电系统并网瞬间的无缝切换控制技术可分为基于并网瞬间电压差、间接电流、直接转矩控制或功率下垂特性等几类方法。

如名为“一种微网变流器的并/离网无缝切换方法”，公开号cn104319815a，公开日为2015年1月28日的中国申请专利，提出基于逆变器开关时刻的负载电压与电网电压期望值之差，实现无缝切换的策略，根据每个开关周期电压差比较结果实现离网、并网之间的无缝切换，维持了重要负载电压的稳定。

如名为《indirectcurrentcontrolbasedseamlesstransferofthree-phaseinverterindistributedgeneration》，作者z.liu，出处ieeetransactionsonpowerelectronics29(7)，2014:3368-3383的文献提出了基于电容电压外环、电网电流内环的双环间接电流实现无缝切换的控制策略，通过检测输出电压幅值、频率等信息进行两种模式的无缝切换。

如名为《anewsmoothsynchronizationofbrushlessdoubly-fedinductiongeneratorbyapplyingaproposemachinemodel》，作者r.sadeghi，出处ieeetransactionsonsustainableenergy9(1)，2018:371-380的文献提出了基于直接转矩控制(dtc)实现独立/并网模式无缝切换的控制策略，该方案在并网前通过设置虚拟转矩保证发电电压与电网电压同相，同时通过调节控制绕组磁通控制输出电压幅值，在此基础上完成两种模式的无缝切换。

目前国内外针对逆变器、同步电机、有刷双馈电机等，均提出了关于下垂控制无缝切换技术的相关研究，例如名为“基于逆下垂控制的光伏微网系统离/并网控制方法”，公开号cn107257140a，公开日2017年10月17日的中国专利申请，针对并网逆变器在离并网状态下均采用电流型控制器，用于实现逆变器离并网无缝切换，较好的减小了并网电流冲击；名为“永磁同步发电机组网侧变换器改进下垂控制方法”，公开号cn105226720a，公开日2016年1月06日的中国专利申请针对同步电机，通过计算输出有功无功功率以及直流母线电压变化，提出基于动态调节下垂特性曲线的无缝切换策略，亦能实现并网无冲击电流切换；名为“双馈风力发电机组的控制方法及系统”，公开号cn104201711b，公开日2016年4月20日的中国专利申请针对双馈风力机组，提出基于不同控制量得到不同调节量的功率下垂控制；名为《analysisandimpactsofimplementingdroopcontrolindfig-basedwindturbinesonmicrogrid/weak-gridstability》，作者f.m.mohammadreza，出处ieeetransactionsonpowersystems30(1)，2015:385-386的文献进一步对有刷双馈电机传统下垂控制下的小信号模型与特征值进行了研究并提出功率下垂控制，对下垂控制进行了更为深入的研究。

由于基于功率下垂特性的无缝切换其他三类控制策略而言，充分结合发电系统特性及电网参数、适应性较高，保证功率均分，可实现高性能控制，极大地改善并网切换时的暂态冲击和振荡现象，因此被广泛应用。但针对无刷双馈电机及其发电系统，目前尚未有研究提出无刷双馈电机基于功率下垂特性的无缝切换策略；且无刷双馈电机在结构、特性、模型上均与逆变器及同步电机存在较大差异，并由于特殊的结构其物理特性与数学模型也较有刷双馈电机更为复杂；随着发电系统要求的提高，还需保证各种运行工况均能完成无缝切换，因此难以沿用逆变器及其他电机已有的下垂特性无缝切换方法。

技术实现要素：

针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提出一种无刷双馈电机并网瞬间无缝切换技术，旨在解决并网瞬间因各种非理想特性导致冲击电流过大的问题。

为实现上述目的，本发明提供了一种无刷双馈电机在各种工况下并网前跟幅、锁相阶段稳态下采样系统各电量，将其运算得下垂控制参数对系统进行并网瞬间下垂控制的方法。

本发明提供了一种无刷双馈电机的功率下垂控制方法，包括下述步骤：

(1)基于无刷双馈电机等效电路进行电机内部电阻电感串并联折算，获得简化电流等效电阻z4；

(2)检测控制绕组三相相电流并对其进行坐标转换后得到控制绕组电流d轴分量icd和q轴分量icq；

检测功率绕组三相相电流并对其进行坐标转换后得到功率绕组电流d轴分量ipd和q轴分量ipq；

检测功率绕组三相线电压并将其转化为相电压，对相电压进行坐标转换后得到功率绕组电压d轴分量upd和q轴分量upq；

(3)将功率绕组电流d轴分量ipd和q轴分量ipq以及功率绕组电压d轴分量upd和q轴分量upq变换至控制绕组电流定向icq＝0坐标系下获得功率绕组电压d轴分量q轴分量及功率绕组电流d轴分量i^dp、q轴分量

(4)基于控制绕组电流定向后无刷双馈电机内部的控制绕组电压与控制绕组电流坐标系角度功率绕组电压与控制绕组电流坐标系角度δ，以及步骤(3)中的电量值获得输出有功功率p和无功功率q；

并根据输出有功功率p和无功功率q获得系统并网前稳态工作点时的稳态有功功率p^*、无功功率q^*；

(5)根据所述稳态有功功率p^*、无功功率q^*获得系统并网前后输出电压及电网电压相位偏差得到并网瞬间稳态功率波动δp、δq与控制绕组电压波动的关系，并获得下垂控制系数gd_q、gq_q、gq_d以及下垂控制环节的输出δu”cd、δu”cq；

(6)根据下垂控制系数gd_q、gq_q、gq_d以及下垂控制环节的输出δu”cd、δu”cq获得控制绕组电压的三相参考值并根据实现控制绕组电流dq分量对闭环参考值的闭环跟踪。

更进一步地，步骤(2)包括如下步骤，

(21)通过在转子上安装码盘，获得电机转子的机械角速度ωm；

(22)根据功率绕组极对数pp、控制绕组极对数pc、功率绕组的电流角频率100πrad/s和转子机械角速度ωm获得控制绕组电流角频率ωc：

(23)将控制绕组电流角频率ωc输入积分环节获得控制绕组电流，并将其变换到统一参考dq坐标系所需角度θc；

(24)检测控制绕组三相相电流ica、icb、icc并以θc作为坐标变换角，通过park坐标变换将控制绕组电流从静止abc坐标转换到统一参考dq坐标系后获得控制绕组电流dq分量icd、icq：

(25)根据步骤(23)中控制绕组坐标变换角θc、转子位置角θr获得将功率绕组电流从静止abc坐标转换到统一参考dq坐标系所用变换角θp；

(26)检测功率绕组三相相电流ipa、ipb、ipc并以θp作为坐标变换角，通过park坐标变换将功率绕组电流从静止abc坐标转换到统一参考dq坐标系后获得功率绕组电流dq轴分量ipd、ipq：

(27)将检测的功率绕组三相线电压upab、upbc、upca转化为相电压upa、upb、upc，并以θp作为坐标变换角，通过park坐标变换将功率绕组电流从静止abc坐标转换到统一参考dq坐标系后获得功率绕组电压dq轴分量upd、upq。

更进一步地，稳态有功功率p*和稳态无功功率q*分别为：

其中，p*、q*分别为系统并网前稳态有功功率、稳态无功功率；up为功率绕组电压矢量；u”c为控制绕组电压矢量，sp、sc分别为功率侧、控制侧转差频率；δ、分别为控制绕组电压与控制绕组电流坐标系角、功率绕组电压与控制绕组电流坐标系角度。

更进一步地，所述步骤(5)具体为：

(51)为使系统实现线性化处理在并网时刻将系统功率变化量表述为小信号形式，系统输出电压与电网电压存在误差导致输出功率存在波动，其具体表达式为：

(52)将步骤(51)中公式减去步骤(3)中公式，消掉稳态量，并将功率波动表述为输出电压与输出电流形式，因并网后系统输出电压被钳位至电网电压，综合整理得在并网时刻系统电流波动为：

(53)通过在转子上安装码盘获得电机转子的机械角速度ωm；

(54)实时采样功率绕组电压频率，并获得功率绕组电压角频率ωp；

(55)根据功率绕组极对数pp、控制绕组极对数pc、功率绕组的电流角速度ωp和转子机械角速度ωm获得控制绕组角速度ωc；

(56)根据所述功率绕组电压d轴分量q轴分量实时计算两分量之间的正切值

(57)实时采样输出电流d轴波动量及q轴波动量

(58)根据上述采样参数获得下垂控制系数gd_q、gq_q、gq_d。

更进一步地，步骤(58)中所述下垂控制系数gd_q、gq_q、gq_d分别为：

其中，pp为功率绕组极对数，pc为控制绕组极对数，ωp为功率绕组的电流角速度，ωr为转子绕组的角速度，tanδ为控制绕组坐标系下功率绕组电压d轴分量与q轴分量正切值，x4为无刷双馈电机等效感抗。

更进一步地，所述步骤(6)具体为：

(61)设置q轴pi控制器比例系数kpq和积分系数kiq的值kpq＝kpdkiq＝kid，其中d轴pi控制器的比例系数kpd和积分系数kid根据经验获得；

(62)将控制绕组电流d轴参考值与d分量的差值输入d轴pi控制器获得d轴控制器的输出pid；将控制绕组电流q轴参考值与q轴分量的差值输入q轴pi控制器获得q轴控制器的输出piq；

(63)根据无刷双馈电机内部dq数学模型获得系统电流内环具体表达式：

其中，rsc、lsc分别为无刷双馈电机控制绕组的单相电阻、电感，k1、k2和k3分别为电机电感经串联、并联之后获得的等效参数，

(64)利用步骤(5)中控制绕组电流角速度ωc积分获得的角度θc将u^dc^*、u^qc^*经park反变换后获得控制绕组电压的三相参考值uca^*、ucb^*、ucc^*，并将其送入脉冲宽度调制模块，得到机侧变换器的开关驱动信号，用该信号驱动变换器，使其输出相应的控制绕组三相相电压uca、ucb、ucc，实现对无刷双馈电机控制绕组电流的闭环控制。

更进一步地，控制绕组电压三相参考值uca^*、ucb^*、ucc^*为：

其中，u^dc^*、u^qc^*分别为经步骤(6)所得控制绕组电压d轴分量与q轴分量，θc为步骤(6)中所得控制绕组角度。

通过本发明所构思的以上技术方案，与现有技术相比，由于在不改变原有独立运行控制结构下实现各种工况下并网的无缝切换，能够取得极大减小并网瞬间电流冲击的有益效果。同时，由于将系统功率控制线性化处理，能够取得极大简化控制难度有益效果；解决了系统并网瞬间功率控制的非线性问题。

附图说明

图1为无刷双馈电机独立/并网运行原理图；

图2为无刷双馈电机等效电路；其中，(a)为并网系统完整等效电路；(b)为并网系统简化等效电路；

图3为获得统一参考dq坐标系下控制绕组电流dq分量的原理图；其中，(a)为控制绕组电流dq旋转坐标系；(b)为控制绕组电流三相abc到两相dq变换；

图4为获得统一参考dq坐标系下功率绕组电压、电流dq分量的原理图；其中，(a)为功率绕组电流dq旋转坐标系；(b)为功率绕组电量三相abc到两相dq变换；

图5为本发明所需的控制绕组电流定向下各绕组坐标关系图；

图6为系统并网前稳态工作点电路图；

图7为系统并网瞬间下垂控制关系图；

图8为本发明所需的控制绕组电流闭环控制系统原理框图；

图9为无下垂控制系统并网瞬间波形；

图10为有下垂控制系统并网瞬间波形；

图11为系统稳态运行有功、无功跳变波形。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明提供了一套无刷双馈电机并网瞬间的下垂控制策略实现并网瞬间的无缝切换，从而完成安全、快速的并网控制满足关键性负载的不间断供电对的同时满足未来风电系统运行于独立、并网两种模式的需求。

为保证对关键性负载的不间断供电，实现无刷双馈发电系统从独立运行到并网运行的无缝切换，减少对系统的冲击和影响，本发明基于已有无刷双馈电机独立运行研究中常用的控制绕组电流定向，充分利用其简化设计的优势，提出一种实现简单、控制结构通用性强、适用于各种带载工况和工业应用场合及各种无刷双馈电机类型的并网瞬间下垂控制方法，并建立了相应的并网瞬间控制系统，以减小从独立运行到并网运行模式的切换瞬间冲击，提高系统稳定性。

该下垂控制方法基于控制绕组电流定向下的无刷双馈电机等效电路模型，实时采样切换瞬间电机内部的各电量信息，并根据独立/并网双模式切换瞬间的有功无功功率与瞬时冲击电流的关系准确设计下垂系数，将采样的冲击电流与下垂系数相乘后叠加于无刷双馈电机的控制绕组电压，从而实现并网瞬间的下垂控制，保证任何带载工况下均能完成发电系统从独立运行到并网运行模式的无缝切换。

具体步骤为：

(1)基于图2(a)所示无刷双馈电机等效电路，进行电机内部电阻电感串并联折算，得到简化电路如图2(b)所示，其简化电流等效电阻为：

其中，rp、r'r、r”c分别为功率绕组、转子绕组及控制绕组等效电阻；lmp、l'σr、l”σc分别为功率绕组、转子绕组及控制绕组等效电感；ωp为功率绕组角频率；sp、sc分别为功率侧及控制侧转差频率；

由此可得无刷双馈并网系统等效简化电路，简化电路可表示为一受控电压源经等效阻抗与一恒电压源连接形式；

(2)检测控制绕组三相相电流，如ica、icb、icc。按图3原理所示，将控制绕组电流从静止三相abc坐标系转换到统一参考dq坐标系下，得到控制绕组电流d轴分量icd和q轴分量icq；

检测功率绕组三相相电流，如ipa、ipb、ipc。按图4原理所示，将功率绕组电流从静止abc坐标系转换统一参考dq坐标系下，得到功率绕组电流d轴分量ipd和q轴分量ipq；

检测功率绕组三相线电压，如upab、upbc、upca。按图4原理所示，将功率绕组线电压转化为相电压，然后从静止abc坐标系转换统一参考dq坐标系下，得到功率绕组电压d轴分量upd和q轴分量upq；

(3)将功率绕组电流d轴分量ipd和q轴分量ipq以及功率绕组电压d轴分量upd和q轴分量upq经电机之间电量关系变换至控制绕组电流定向坐标系下电量，按图5原理所示，分别为

(4)基于控制绕组电流定向后无刷双馈电机内部的控制绕组电压与控制绕组电流坐标系角度为功率绕组电压与控制绕组电流坐标系角度为δ，其关系如图6所示，根据等效电路及步骤(3)所得电量值推导得输出有功功率p、无功功率q表达式，当此时电流内环及输出外环由于pi调节作用均跟踪至稳定值时，由此表达式可得系统并网前稳态工作点；

(5)根据步骤(4)中稳态有功功率p^*、无功功率q^*，得到系统并网前后输出电压及电网电压相位偏差得到并网瞬间稳态功率波动δp、δq与控制绕组电压波动的关系，进一步推导其与并网电流波动的关系，并进一步忽略高阶项得输出电流波动与控制绕组电压的关系表达式，即并网瞬间下垂控制关系，并根据此关系设计下垂系数分别为gd_q、gq_q、gq_d，得到下垂控制环节的输出δu”cd、δu”cq，如图7所示；

(6)按图8原理所示，搭建控制绕组电流dq分量闭环控制系统。将功率侧电量变换至控制绕组坐标系下为，将步骤(3)检测所得控制绕组电流icd、icq与相应闭环参考值的误差分别输入d、q轴比例-积分控制器(proportionintegrationcontroller，以下简称pi控制器)；d、q轴pi控制器的输出pid、piq分别叠加d、q轴下垂控制环节的输出δu”cd、δu”cq，得到控制绕组电压的dq分量参考值经park反变换，得到控制绕组电压的三相参考值将输入脉冲宽度调制模块，生成机侧变换器的驱动信号，驱动机侧变换器产生所需的控制绕组三相电压uca、ucb、ucc，实现控制绕组电流dq分量对闭环参考值的闭环跟踪；同时外环亦采用pi控制器完成对系统快速控制。

以上下垂控制方法即可完成系统独立/并网控制两种模式下无缝切换，提升系统的控制性能。

所述步骤(1)包括如下步骤，其原理如图2所示：

(11)根据电路转差频率：

(12)由转差频率得控制侧、转子侧及功率侧等效阻抗分别为：

(13)将上述等效电路经阻抗串并联得并网等效简化模型，其串并联等效为：

所述步骤(2)包括如下步骤，其原理如图3所示：

(21)通过在转子上安装码盘，获得电机转子的机械角速度ωm；

(22)无刷双馈电机独立启动发出的功率绕组电压恒为50hz，其角频率ωp恒为常数100πrad/s。根据无刷双馈电机运行特性，将功率绕组极对数pp、控制绕组极对数pc、功率绕组的电流角频率100πrad/s、转子机械角速度ωm代入式(8)，得到控制绕组电流角频率ωc：

ωc＝(pp+pc)ωm-100π……(5)

(23)将ωc输入积分环节，得到控制绕组电流变换到统一参考dq坐标系所需角度θc；

(24)检测控制绕组三相相电流，如ica、icb、icc；以θc作为坐标变换角，通过park坐标变换，将控制绕组电流从静止abc坐标转换到统一参考dq坐标系，得到控制绕组电流dq分量icd、icq：

(25)将步骤(23)中控制绕组坐标变换角θc、转子位置角θr代入式(7)，得到将功率绕组电流从静止abc坐标转换到统一参考dq坐标系所用变换角θp：θp＝(pp+pc)θr-θc……(7)

(26)检测功率绕组三相相电流，如ipa、ipb、ipc；以θp作为坐标变换角，通过park坐标变换将功率绕组电流从静止abc坐标转换到统一参考dq坐标系，得到功率绕组电流dq轴分量ipd、ipq：

(27)检测功率绕组三相线电压，如upab、upbc、upca将其转化为相电压upa、upb、upc；以θp作为坐标变换角，通过park坐标变换将功率绕组电流从静止abc坐标转换到统一参考dq坐标系，得到功率绕组电压dq轴分量upd、upq：

所述步骤(3)包括如下步骤，其原理如图5所示：

(31)通过设置控制绕组电流q轴实现控制绕组电流强制定向，以此确定基准坐标系；

(32)检测功率绕组三相线电压，如upab、upbc、upca将其转化为相电压upa、upb、upc，取其功率绕组电压两相静止坐标系电量

(33)检测功率绕组三相相电流，如ipa、ipb、ipc，取其功率绕组电流两相静止坐标系电量

(34)利用无刷双馈电机统一dq坐标系下电机电量关系得：

上式中za、zb分别为电机参数，假设为已知量。

(35)由于控制绕组电流已被强制定向，即测得控制绕组电流幅值后联合求得功率绕组电量变换至控制绕组电流定向坐标系下角度为：

上式中

(36)将步骤(35)所得正余弦带入步骤(34)中得控制绕组电流定向下功率绕组电压d轴分量u^dp、q轴分量u^qp及功率绕组电流d轴分量i^dp、q轴分量i^qp；

所述步骤(4)，其原理如图6所示：

(41)在系统采用定向后控制绕组电压矢量与控制绕组电流、输出电压矢量为固定角度。为沿用独立运行控制绕组电流定向优势，整个并网系统依旧采用控制绕组电流定向控制策略，定向后控制绕组电压矢量与控制绕组电流矢量角度为输出电压矢量与控制绕组电流矢量角度为δ；

(42)无刷双馈电机处于稳态工况下，且系统整体阻抗成感性，步骤(13)中z4≈x4，同时根据步骤(13)中等效电路图可知其有功、无功功率稳态工作点p*、q*为：

其中，p*、q*分别为系统并网前稳态有功功率、无功功率；up为功率绕组电压矢量；u”c为控制绕组电压矢量，sp、sc分别为功率侧、控制侧转差频率；δ、与步骤(41)中一致。

(43)控制绕组电流定向下，分别为并网点输出电压d、q量稳态工作点；分别为控制绕组电压d、q量稳态工作点，x4为无刷双馈电机等效感抗，sp、sc可由步骤(11)获得，则稳态功率为：

所述步骤(5)包括如下步骤，如图7所示：

(51)为使系统实现线性化处理在并网时刻将系统功率变化量表述为小信号形式，系统输出电压与电网电压存在误差导致输出功率存在波动，其具体表达式为：

(52)将步骤(51)中公式减去步骤(43)中公式，消掉稳态量，并将功率波动表述为输出电压与输出电流形式，因并网后系统输出电压被钳位至电网电压，综合整理得在并网时刻系统电流波动为：

(53)通过在转子上安装码盘，获得电机转子的机械角速度ωm；

(54)实时采样功率绕组电压频率，得功率绕组电压角频率ωp；

(55)根据无刷双馈电机运行特性，功率绕组极对数pp、控制绕组极对数pc、功率绕组的电流角频率ωp、转子机械角速度ωm得ωc；

(56)根据步骤(46)所得功率绕组电压d轴分量q轴分量实时计算两分量之间的正切值tanδ^*：

(57)实时采样输出电流d轴波动量及q轴波动量

(58)根据以上采样参数经计算得下垂控制系数gd_q、gq_q、gq_d；

所述步骤(6)包括如下步骤，如图8所示：

(61)根据设计经验设置d轴pi控制器的比例系数kpd和积分系数kid为较小值，q轴pi控制器比例系数kpq和积分系数kiq按式(17)取值、与d轴控制器参数对应相等：

kpq＝kpdkiq＝kid……(21)

(62)将控制绕组电流d轴参考值与d分量的差值输入d轴pi控制器，d轴控制器输出为pid；将控制绕组电流q轴参考值与q轴分量的差值输入q轴pi控制器，q轴控制器输出为piq；

(63)无刷双馈电机数学模型内部存在式(22)数学关系，其中rsc、lsc分别为无刷双馈电机控制绕组的单相电阻、电感，k1、k2为和k3分别为电机电感经串并联获得的综合参数：

由此可知设置的电流内环pi控制器控制作用足够强的基础上，其电流内环d轴和q轴的输出叠加下垂控制量δu”cd、δu”cq即为控制绕组电压的d轴参考值和q轴参考值

(64)利用步骤(4)中θc，将u^dc^*、u^qc^*经park反变换，得控制绕组电压的三相参考值uca^*、ucb^*、ucc^*：

将uca^*、ucb^*、ucc^*送入脉冲宽度调制模块，得到机侧变换器的开关驱动信号，用该信号驱动变换器，使其输出相应的控制绕组三相相电压uca、ucb、ucc，实现对无刷双馈电机控制绕组电流的闭环控制。

本发明提出的一种无刷双馈电机发电系统并网下垂控制方法，相比现有技术具有如下优点：

(1)本方法充分考虑无刷双馈电机运行工况在空载/带载独立启动运行到无缝切换至并网工况，能有效实现任何负载、任意转速下平滑并网，减小了并网瞬间发电系统对电网的影响；

(2)本方法独立运行、并网运行均采用控制绕组电流定向策略，系统具有统一的控制架构，避免了独立运行与并网运行控制时复杂的控制算法切换，具有较高的适应性，减少了控制复杂度；

(3)本方法并网下垂控制巧妙利用系统参数及系统稳态电量进行控制，仅需采样系统原有电量进行控制便于控制的实现，有效减少了控制成本。

为了更进一步的说明本发明实施例提供的无刷双馈电机的功率下垂控制方法，现结合具体实例进行详细说明如下：

实施例一：

下面以发电模式下的一台32kw绕线式转子结构的无刷双馈电机为例，并结合附图1～8对本发明的实施过程做进一步详述。

无刷双馈电机是一个非线性、强耦合、多变量的系统，为了简化分析，通常只考虑无刷双馈电机气隙基波磁场的作用，并做如下假定：(1)不计定子和转子齿槽影响，定子内表面和转子外表面圆滑，气隙均匀；(2)不计铁磁材料饱和、磁滞、涡流的影响，参数线性化；(3)定子绕组和转子绕组产生的磁场中只考虑极对数pp和极对数pc基波的作用，忽略谐波磁场的影响。

当无刷双馈电机采用发电机惯例，根据坐标变换关系，可得双同步旋转dq坐标系下无刷双馈电机数学模型。其中，电压方程为：

式中：upd、upq、ucd、ucq分别为功率绕组、控制绕组的dq轴电压分量；ipd、ipq、icd、icq、ird、irq分别为功率绕组、控制绕组、转子绕组的dq轴电流分量；ψpd、ψpq、ψcd、ψcq、ψrd、ψrq分别为功率绕组、控制绕组、转子绕组的dq轴磁链分量；rsp、rsc、rr分别为功率绕组、控制绕组、转子绕组的单相电阻值；ωp为功率绕组电量角频率；ωm为转子的机械角频率；pp、pc分别为功率绕组与控制绕组的极对数；s为拉普拉斯算子。

磁链方程为：

式中：lsp、lsc、lr分别为功率绕组、控制绕组、转子绕组的单相自感值；mpr、mcr分别为功率绕组与转子绕组、控制绕组与转子绕组的单相互感值。

电磁转矩方程为：

在双同步坐标系的数学模型中，功率绕组、控制绕组、转子绕组的dq坐标系分别以ωp、(pp+pc)ωm﹣ωp、ωp﹣ppωm的电角速度在空间旋转。

根据无刷双馈电机的数学模型，各个电量之间存在着数学关系。在简单的控制绕组电流闭环控制下，独立空载或带载启动后，在同步并网阶段利用采样系统电量稳态值，同时瞬时采样电机转速，计算得其下垂系数，结合简单的数学计算，实现无刷双馈电机在独立/并网运行工况下并网瞬间下垂控制。其实施过程包括下述步骤：

按图2原理所示，得到无刷双馈电机发电系统等效电路图。

(1)将控制绕组及转子绕组经绕组折算到功率绕组侧同时将控制绕组电量及转子绕组电量由ωc及ωp所得转差频率经频率折算到功率绕组侧，得无刷双馈电机等效数学模型，转差频率为；

(2)将上述等效电路经阻抗串并联得并网等效简化模型，其串并联等效为：

上式中控制侧、转子侧及功率侧等效阻抗分别为：

按图3原理所示，得到统一参考dq坐标系下的控制绕组电流dq分量。

(3)通过在转子上安装码盘，获得电机转子的机械角速度ωm；

(4)根据功率绕组极对数pp、控制绕组极对数pc、功率绕组的电流角频率100πrad/s、转子机械角速度ωm，算出控制绕组电流角频率ωc：

ωc＝(pp+pc)ωm-100π……(37)

(5)将计算得到的ωc输入积分环节，得到角度θc，其中s为拉普拉斯算子：

(6)检测控制绕组三相相电流，如ica、icb、icc，以θc作为坐标变换角、通过park坐标变换，将控制绕组电流从静止abc坐标转换到统一参考dq坐标系，得到icd、icq：

按图4原理所示，得到统一参考dq坐标系下的的功率绕组电压、电流dq分量。

(7)在无刷双馈电机转子上安装码盘，获得转子位置角θr；

(8)结合功率绕组极对数pp、控制绕组极对数pc、步骤(1)中θc、转子位置角θr，计算得到角度θp：θp＝(pp+pc)θr-θc……(40)

(9)检测功率绕组三相线电压，如upab、upbc、upca，将其变换为相电压upa、upb、upc；以θp作为坐标变换角，通过park坐标变换将功率绕组电压从静止abc坐标转换到统一参考dq坐标系，得到分量upd、upq：

(10)检测功率绕组三相相电流，如ipa、ipb、ipc；以θp作为坐标变换角，通过park坐标变换将功率绕组电流从静止abc坐标转换到统一参考dq坐标系，得到分量ipd、ipq：

按照图5所示，获得控制绕组电流定向下功率绕组电压、电流d、q量。

(11)检测功率绕组三相线电压，如upab、upbc、upca将其转化为相电压upa、upb、upc，取其两相静止坐标系电量u^αp、u^βp；

(12)检测功率绕组三相相电流，如ipa、ipb、ipc，取其两相静止坐标系电量i^αp、i^βp；

(13)利用统一dq坐标系下电机电量关系得：

上式中za、zb分别为电机参数，假设为已知量。

(14)由于控制绕组电流已被强制定向，即i^qc＝0，测得控制绕组电流幅值后联合求得功率绕组电量变换至控制绕组电流定向坐标系下角度为：

上式中

(15)将步骤(14)所得正余弦带入步骤(44)、(45)中得控制绕组电流定向下功率绕组电压电流d、q值u^dp、u^qp、i^dp、i^qp；

按照图7所示，搭建无刷双馈电机发电系统所需的控制绕组电流闭环控制系统。

(16)根据设计经验，设置d、q轴pi控制器的比例系数kpd、kpq和积分系数kid、kiq分别为：kpq＝kpd＝3kiq＝kid＝75……(48)

(17)将控制绕组电流d轴分量icd与参考值icd^*对比，得到差值(icd^*﹣icd)并输入d轴pi控制器，得到d轴pi控制器输出pid：

将控制绕组电流q轴分量icq与参考值icq^*对比，得到差值(icq^*﹣icq)并输入q轴pi控制器，得到q轴pi控制器输出piq：

(18)gd_q、gq_q和gq_d为下垂系数，采样得转速、功率绕组电压d、q值及瞬时输出电流波动量δipd、δipq计算获得d轴前馈量δu”cd和q轴前馈量δu”cq：δu”cd＝gd_qδipq……(51)；δu”cq＝gq_qδipq-gq_dδipd……(52)

(19)分别叠加pid、piq和δu”cd、δu”cq，计算得到控制绕组电压的d、q轴参考值u^dc^*、u^qc^*为：

(20)利用θc和park反变换，由u^dc^*、u^qc^*得控制绕组电压的三相参考值uca^*、ucb^*、ucc^*：

将uca^*、ucb^*、ucc^*送入svpwm模块，获得机侧变换器的开关驱动信号，用该信号驱动变换器，得到相应控制绕组三相相电压uca、ucb、ucc，将该电压施加在无刷双馈电机的控制绕组上以实现对控制绕组电流的闭环控制；

按照图7所示，进行下垂控制原理分析。

(21)根据上述步骤系统工作于闭环运行状态，令无刷双馈电机运行于空载、转速400r/min工况下，独立启动并网前，且令gd_q＝gq_q＝gq_d＝0，此时前馈量δu”cd＝δu”cq＝0。设置控制绕组电流q轴分量参考值i^qc^*＝0实现控制绕组电流定向；控制绕组电流d轴分量参考值i^dc^*为电压幅值pi调节器输出。将步骤(15)所得功率绕组电压d、q稳态值，按式(63)得控制绕组电流定向下功率绕组电压d、q分量正切值：

(22)将步骤(23)、(24)所得系数带入式(56)得系统并网瞬间下垂控制参数：

(23)将步骤(22)所得系数带入式(57)得系统并网瞬间下垂控制器：

(24)至此已完成了无刷双馈电机发电运行下并网瞬间下垂控制过程，控制的加入可使系统在各种工况下均能完成平滑并网。

具体实施方式二：

下面结合附图9～11给出本实例的电机参数和实验波形图。本实例由一台绕线型转子无刷双馈电机、负载、电网、背靠背型电力电子变换器以及使用本发明方法的控制器组成。

在无刷双馈电机发电运行在400转/分，并由根据上述下垂控制方法对并网瞬间进行控制。

图9给出了无刷双馈电机无下垂控制时由空载启动经由跟幅锁相后并网波形，图10给出了无刷双馈电机有前馈控制时由空载启动经由跟幅锁相后并网波形，可以看到，并网瞬间采用下垂控制后，并网瞬间输出电流波动明显减小，较好的完成了独立运行到并网运行的无缝切换，极大减小了对电网的冲击；

如图11所示，无刷双馈电机并网运行后功率控制有功、无功跳变波形。本发明并网瞬间下垂在无缝切换至并网后由程序内部切除，并网瞬间下垂控制的切换只切换下垂控制瞬间调节量，并网功率控制仍采用独立运行时控制绕组电流定向方案，未改变系统整体控制架构，对系统有功功率、无功功率调节未产生影响。

综上可得，使用本发明下垂控制方法可以使系统在任意负载、任意转速下并网瞬间不产生并网冲击，有效的提高了系统的安全性及稳定性，实现系统独立、并网运行的无缝切换，同时控制方法在控制绕组电流定向下进行，不对功率控制产生任何影响，不改变原有控制方案，具有极大的灵活性及适应性。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。