一种通态充电电路的控制方法、控制电路及通态充电电路与流程

本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及一种通态充电电路的控制方法、控制电路及通态充电电路。

背景技术：

家电控制开关面板会集成各种传感器设备，给各种设备或者照明灯具提供检测和控制的输入接口，这些传感器设备需要给其供电，而传统的墙壁机械开关暗盒内部只有一根火线，对于零线回路的墙壁开关供电就成了限制传统设备智能升级的瓶颈，如何能够提供稳定和安全的单火线供电方案成了关键技术难点。

请参考图1所示，为一种单火线的供电方案。开关k01为开关面板上的开关，开关面板控制负载电路100的导通和关断，负载模块100通常是照明负载，包括白炽灯、节能荧光灯、led照明等。负载功率范围从3w到1kw不等。

在单火线供电方案中，通过控制串联在火线上的开关k01，来给储能电容cs充电。在给储能电容cs充电过程中，mosq01是关断的，当火线电流从mos的源极流向漏极的时候，火线电流会从mosq01的体二极管了流过。体二极管的导通压降通常在0.5～1.2v，随着火线电流越大，体二极管导通压降越高。另一方面，单火线控制面板带负载的范围宽，从3w到2000w，火线上的电流在大功率负载时候会达到10a左右，如果通过mosq01的体二极管会造成很大损耗，发热严重，影响mosq01工作安全可靠性。即使为了降低mos的体二极管压降通常也会并联一个低导通压降的肖特基二极管，肖特基二极管的压降为0.3～0.5v，但是对于大功率负载火线电流很大的应用场合，损耗还是会很大。

图1中的方案为半波供电方式，在半波供电方式中，只有一半工频周期的时间可以给电容cs充电，为了提高输出功率范围，通态充电电路可以采用全波供电方式。请参考图2所示，为通态充电电路采用全波供电方式。qp和qn两个mos实现输入正弦电网电压正负半周的取电，提高了储能电容cs补充能量的次数，储能电容能够供电更大的功率负载。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种通态充电电路的控制方法、控制电路及通态充电电路，用以解决现有技术中单火线通态充电电路中mos损耗大、可靠性低的问题。

本发明的技术解决方案是，提供一种通态充电电路的控制方法，所述通态充电电路包括第一开关管、第一单向导通元件、第一输入端和第二输入端，所述第一输入端通过所述第一开关管连接到参考地，所述第一输入端通过所述第一单向导通元件连接到输出端，所述第二输入端连接到参考地，当所述输出端相对于参考地的电压低于第一电压阈值时，所述输出端处于充电状态，当所述输出端电压上升到第二电压阈值时，所述输出端处于非充电状态，当所述输出端电压降低到所述第一电压阈值，则回到充电状态；

在所述充电状态时，所述第一开关管关断，所述第一输入端通过所述第一单向导通元件给所述输出端充电，当所述第一输入端电压为负，通过控制第一开关管的控制极电压使得第一开关管的漏极电压接近第二电压；

在所述非充电状态时，所述第一开关管完全导通；

所述第二电压阈值大于所述第一电压阈值；

所述第一单向导通元件为二极管或开关管。

作为可选，所述通态充电电路还包括第二开关管和第二单向导通元件，所述第二输入端通过所述第二开关管连接到所述参考地，所述第二输入端通过所述第二单向导通元件连接到所述输出端；

在所述充电状态时，所述第二开关管关断，所述第二输入端通过所述第二单向导通元件给所述输出端充电，当所述第一输入端电压为正，通过控制第二开关管的控制极电压使得第一开关管的漏极电压接近第二电压；

在所述非充电状态时，所述第二开关管完全导通；

所述第二单向导通元件为二极管或开关管。

作为可选，在所述充电状态时，当所述第一开关管漏极电压低于第一电压时，通过控制第一开关管的控制极电压使得第一开关管的漏极电压接近第二电压。

作为可选，当所述第一单向导通元件为开关管时，在所述充电状态时，当所述第一开关管漏极电压大于第三电压阈值，控制所述第一单向导通元件导通。

作为可选，当所述第一单向导通元件和所述第二单向导通元件都为开关管时，在所述充电状态时，当所述第一开关管漏极电压大于第三电压阈值，控制所述第一单向导通元件导通，当所述第二开关管漏极电压大于第三电压阈值，控制所述第二单向导通元件导通。

作为可选，在所述充电状态时，当输入电流小于第一电流阈值时，对所述输出端充电。

作为可选，在所述充电状态时，当所述第一单向导通元件的电流大于第一电流阈值，所述第一开关管导通。

作为可选，在所述充电状态时，当所述第一开关管的电流小于第二电流阈值，所述第一开关管关断。

本发明的另一方案是，提供一种通态充电电路的控制电路，所述单火线通态充电电路包括第一开关管、第一单向导通元件、第一输入端和第二输入端，所述第一输入端通过所述第一开关管连接到参考地，第一输入端通过所述第一单向导通元件连接到输出端，所述第二输入端连接到参考地，

当所述输出端相对于参考地的电压低于第一电压阈值时，所述输出端处于充电状态，当所述输出端电压上升到第二电压阈值时，所述输出端处于非充电状态，当所述输出端电压降低到所述第一电压阈值，则回到充电状态；

在所述充电状态时，所述控制电路控制第一开关管关断，所述第一输入端通过所述第一单向导通元件给所述输出端充电，当所述第一输入端电压为负，所述控制电路通过控制第一开关管的控制极电压使得第一开关管漏极电压接近第二电压；

在所述非充电状态时，所述控制电路控制所述第一开关管完全导通；

所述第二电压阈值大于所述第一电压阈值；

所述第一单向导通元件为二极管或开关管。

作为可选，所述通态充电电路还包括第二开关管和第二单向导通元件，所述第二输入端通过所述第二开关管连接到所述参考地，所述第二输入端通过所述第二单向导通元件连接到所述输出端；

在所述充电状态时，所述控制电路控制所述第二开关管关断，所述第二输入端通过所述第二单向导通元件给所述输出端充电，当所述第一输入端电压为正，所述控制电路通过控制第二开关管的控制极电压使得第一开关管的漏极电压接近第二电压；

在所述非充电状态时，所述控制电路控制所述第二开关管完全导通；

所述第二单向导通元件为二极管或开关管。

作为可选，当所述第一单向导通元件为开关管时，在所述充电状态时，当所述控制电路检测到所述第一开关管漏极电压大于第三电压阈值，所述控制电路控制所述第一单向导通元件导通。

作为可选，在所述充电状态时，当所述控制电路检测到所述第一单向导通元件的电流大于第一电流阈值，所述第一开关管导通。

本发明的又一技术解决方案是，提供一种通态充电电路。

采用本发明的电路结构和方法，与现有技术相比，具有以下优点：本发明能够大大改善单火线供电应用中，通态充电电路中开关管的损耗，大大提高带负载功率应用范围。降低了通态充电电路中开关管的发热，对于电工类开关面板产品应用，大大提高了安全性和可靠性。

附图说明

图1为现有技术中，一种单火线的半波供电示意图；

图2为现有技术中，一种单火线的全波供电示意图；

图3为本发明单火线半波供电电路示意图；

图4为本发明在半波供电的一个实施例中，输入电压、输入电流、输出电压和第一开关管控制极电压波形图；

图5(a)为本发明在一个实施例中，第一开关管导通时的开关管漏极电压vdp以及第一开关管控制极电压gatep波形；

图5(b)为本发明在另一个实施例中，第一开关管导通时的开关管漏极电压vdp以及第一开关管控制极电压gatep波形；

图6为本发明单火线全波供电电路示意图；

图7为本发明在全波供电的一个实施例中，输入电压、输入电流、输出电压、第一开关管控制极电压和第二开关管控制极电压波形；

图8(a)为本发明第二开关管在关断时的开关管漏极电压vdn以及第二开关管控制极电压gaten的波形；

图8(b)为本发明第一开关管在关断时的开关管漏极电压vdp以及第一开关管控制极电压gatep的波形；

图9为本发明在全波供电的另一个实施例中，输入电压、输入电流、输出电压、第一开关管控制极电压和第二开关管控制极电压波形；

图10为本发明单火线半波供电电路中，第一单向导通元件用开关管实现的示意图；

图11为本发明在半波供电的另一个实施例中，输入电压、输入电流、输出电压和第一开关管控制极电压波形图；

图12为本发明在半波供电的又一个实施例中，输入电压、输入电流、输出电压和第一开关管控制极电压波形图；

图13(a)为控制电路210的一种实现框图；

图13(b)为控制电路210的又一种实现框图；

图14为本发明单火线半波供电又一实施例中的电路示意图；

图15为控制电路210的又一种实现框图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的优选实施例进行详细描述，但本发明并不仅仅限于这些实施例。本发明涵盖任何在本发明的精神和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。

为了使公众对本发明有彻底的了解，在以下本发明优选实施例中详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本发明。

在下列段落中参照附图以举例方式更具体地描述本发明。需说明的是，附图均采用较为简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。

本发明提供一种用于单火线的通态充电电路的控制方法，请参考图3所示，所述通态充电电路包括第一开关管qp、第一单向导通元件dp、第一输入端l1和第二输入端l2，所述第一输入端l1通过所述第一开关管qp连接到参考地，所述第一输入端l1通过所述第一单向导通元件dp连接到输出端vo，所述第二输入端l2连接到参考地，当所述输出端vo相对于参考地的电压低于第一电压阈值vth-on时，所述输出端处于充电状态，当所述输出端电压上升到第二电压阈值vth-off时，所述输出端处于非充电状态，当所述输出端电压降低到所述第一电压阈值vth-on，则回到充电状态；第二电压阈值vth-off大于所述第一电压阈值vth-on。第一单向导通元件为二极管或开关管。

请参考图4所示，由于输出电压vo一开始低于第一电压阈值vth-on，处于充电状态，输出电压vo上升，但是一直没有高于第二电压阈值vth-off，所以输出端一直处于充电状态。

请继续参考图4所示，以第一开关管为nmos，第一单向导通元件为二极管为例，在充电状态时，第一开关管关断，gatep为低，所述第一输入端通过所述第一单向导通元件给所述输出端充电，即t11-t12时刻，由于电流从第一输入端l1流向第二输入端l2，因此二极管dp导通；在t13时刻，电流从第二输入端l2流向第一输入端l1，电流从第一开关管的体二极管流过，第一开关管漏极电压为负，通过控制第一开关管的控制极电压，即栅极电压，从而控制第一开关管漏极电压接近第二电压；在一个实施例中，可以设置第二电压为50mv。请参考图5(a)所示，在t13时刻，电流从第二输入端l2流向第一输入端l1，第一开关管漏极电压vdp下降，当下降到50mv时，gatep电压上升，第一开关管导通，第一开关管漏极电压被控制在50mv附近，即第一开关管漏源电压的绝对值降低，减小了第一开关管的损耗。

在非充电状态时，第一开关管qp完全导通。

在另一个实施例中，在t13时刻，电流从第二输入端l2流向第一输入端l1，电流从第一开关管的体二极管流过，第一开关管漏极电压为负，当第一开关管漏极电压低于第一电压时，控制第一开关管漏极电压接近第二电压；在一个实施例中，可以设置第一电压为-0.6v。请参考图5(b)所示，在t13时刻，电流从第二输入端l2流向第一输入端l1，第一开关管漏极电压vdp下降，当下降到0.6v时，gatep为高，第一开关管导通，第一开关管漏极电压vdp上升。

在半波供电方式中，只有一半工频周期的时间可以给电容cs充电，为了提高输出功率范围，充电电路可以采用全波供电方式。请参考图6所示，通态充电电路还包括第二开关管qn和第二单向导通元件dn，所述第二输入端l2通过所述第二开关管qn连接到参考地，第二输入端l2通过所述第二单向导通元件dn连接到所述输出端vo；在图6中，第二单向导通元件为二极管，第二单向导通元件也可以是开关管。

在充电状态时，所述第二开关管qn关断，第二输入端l2通过所述第二单向导通元件dn给所述输出端充电，通过控制第二开关控制极电压，从而使得第二开关管漏极电压vdn接近第二电压；

在所述充电状态时，所述第二开关管qn完全导通；

在一个实施例中，在充电状态时，所述第二开关管qn关断，第二输入端l2通过所述第二单向导通元件dn给所述输出端充电，当第二开关管漏极电压vdn低于第一电压时，控制第二开关管漏极电压vdn接近第二电压。

请参考图7所示，为采用全波供电方式时的波形图。处于充电状态时，在工频周期的正半周和负半周，都有电流从输入端给输出端供电。

请参考图8(a)和图8(b)所示，分别为t22时刻第二开关管栅极电压gaten和第二开关管漏极电压vdn和t24时刻第一开关管栅极电压gatep和第一开关管漏极电压vdp的波形。以图8(a)为例进行说明，当经过第二开关管的电流大，第二开关管栅极电压gaten到最大值，漏极电压仍旧低于第二电压vref2，其中，第二电压为负电压。经过第二开关管的电流减小，第二开关管栅极电压gaten降低，使得第二开关管漏极电压vdn接近第二电压vref2。在t22时刻，经过第二开关管的电流减小到零，第二开关管栅极电压gaten也降低到零，第二开关管关断。

请参考图9所示，为为采用全波供电方式时另一种工作条件下的波形图。在t31-t32时刻，输出电压vo一直低于vth-off，输出端处于充电状态；在t32时刻，输出电压vo达到vth-off，因此，从充电状态切换到非充电状态，gatep和gaten都为高，电流从第一输入端l1通过第一开关管和第二开关管流向第二输入端l2，没有电流到输出，输出电压vo下降。在t33时刻输出电压降低到vth-on，又回到充电状态，gaten和gatep都为低，第一开关管和第二开关管都关断。在t34时刻，第一开关管qp的漏极电压vdp低于第一电压，第一开关管qp导通。

图3中，第一单向导通元件是用二极管实现的，也可以用开关管实现。请参考图10所示，当所述第一单向导通元件dp为开关管时，在所述充电状态时，当所述第一开关管漏极电压vdp大于第三电压阈值，控制所述第一单向导通元件导通。作为优选，设置所述第三阈值为输出电压vo加0.6v左右。也就是检测到开关管dp的漏源电压大于0.6v，则控制开关管dp导通，从而降低开关管dp的导通损耗。

可以将全波供电的第一导通元件和第二导通元件都用开关管实现。当所述第一单向导通元件和所述第二单向导通元件都为开关管时，在所述充电状态时，当所述第一开关管漏极电压大于第三电压阈值，控制所述第一单向导通元件导通，当所述第二开关管漏极电压大于第三电压阈值，控制所述第二单向导通元件导通。

在充电状态时，通过第一单向导通元件或第二单向导通元件的电流是由输入电流决定的，当输入电流较大时，则通过第一单向导通元件或第二单向导通元件的电流也会较大，第一单向导通元件或第二单向导通元件的损耗大，发热严重，不利于将第一单向导通元件或第二单向导通元件和控制电路210集成到芯片中去。为了减小第一单向导通元件或第二单向导通元件的损耗，只有在输入电流小的时候，才给输出充电。

以半波供电为例，在充电状态时，当第一单向导通元件的电流大于第一电流阈值，所述第一开关管导通。请参考图11所示，在t41时刻，第一单向导通元件导通，输出电压vo上升，在t42时刻，经过第一单向导通元件的电流大于第一电流阈值，第一开关管导通，gatep从低变高，停止给输出充电。在t43时刻，输入电流小于第二电流阈值，第一开关管关断，gatep从高变低，输入经过第一单向导通元件给输出充电。在t44时刻，输入电流下降到零，没有电流给输出充电。在t45时刻，输入电流从第二输入端l2流向第一输入端l1，电流通过第一开关管的体二极管，当检测到第一开光管的漏极电压低于第一电压，则第一开关管导通。在图11的实施例中，第一电流阈值等于第二电流阈值。第二电流阈值也可以设置成小于第一电流阈值。

请参考图12所示，为第二电流阈值设置成零的波形图。

本发明提供一种用于单火线的通态充电电路的控制电路210，请参考图3所示，单火线通态充电电路包括第一开关管qp、第一单向导通元件dp、第一输入端l1和第二输入端l2，所述第一输入端l1通过所述第一开关管qp连接到参考地，所述第一输入端l1通过所述第一单向导通元件dp连接到输出端vo，所述第二输入端l2连接到参考地，当所述输出端vo相对于参考地的电压低于第一电压阈值vth-on时，所述输出端处于充电状态，当所述输出端电压上升到第二电压阈值vth-off时，所述输出端处于非充电状态，当所述输出端电压降低到所述第一电压阈值vth-on，则回到充电状态；第二电压阈值vth-off大于所述第一电压阈值vth-on。第一单向导通元件为二极管或开关管。

请参考图4所示，由于输出电压vo一开始低于第一电压阈值vth-on，处于充电状态，输出电压vo上升，但是一直没有高于第二电压阈值vth-off，所以输出端一直处于充电状态。

在充电状态时，所述控制电路210控制第一开关管qp关断，所述第一输入端l1通过所述第一单向导通元件dp给所述输出端充电，所述控制电路210通过控制第一开关管的控制极电压使得第一开关管漏极电压vdp接近第二电压；在非充电状态时，所述控制电路210控制所述第一开关管qp完全导通。

在另一个实施例中，在充电状态时，所述控制电路210控制第一开关管qp关断，所述第一输入端l1通过所述第一单向导通元件dp给所述输出端充电，当所述控制电路210检测到第一开关管漏极电压vdp低于第一电压时，所述控制电路210控制第一开关管漏极电压vdp接近第二电压。

在半波供电方式中，只有一半工频周期的时间可以给电容cs充电，为了提高输出功率范围，通态充电电路可以采用全波供电方式。请参考图6所示，单火线通态充电电路还包括第二开关管qn和第二单向导通元件dn，所述第二输入端l2通过所述第二开关管qn连接到参考地，第二输入端l2通过所述第二单向导通元件dn连接到所述输出端vo；在图6中，第二单向导通元件为二极管，第二单向导通元件也可以是开关管。

在充电状态时，所述控制电路210控制第二开关管qn关断，第二输入端l2通过所述第二单向导通元件dn给所述输出端充电，控制电路210通过控制第二开关管的控制极电压使得第二开关管漏极电压vdn接近第二电压；在所述充电状态时，所述第二开关管qn完全导通。

在另一实施例中，在充电状态时，所述控制电路210控制第二开关管qn关断，第二输入端l2通过所述第二单向导通元件dn给所述输出端充电，当控制电路210检测到第二开关管漏极电压vdn低于第一电压时，控制电路210控制第二开关管漏极电压vdn接近第二电压。

请参考图13(a)所示，所述控制电路210包括第一电压反馈电路212；所述第一电压反馈电路212接收所述输出端电压vo，并将所述输出端电压vo和第一电压阈值和第二电压阈值进行比较，所述第一电压反馈电路的输出电压表征所述通态充电电路是否处于充电状态。

请继续参考图13(a)所示，所述控制电路210还包括运算放大电路214和逻辑电路213，所述逻辑电路213接收所述电压反馈电路212的输出电压，所述运算放大电路214接收所述第一开关管漏极电压vdp和第二电压vref2，所述逻辑电路213的输出信号为所述运算放大电路214的使能信号；当所述电压反馈电路212的输出电压表征所述通态充电电路处于充电状态，述逻辑电路213使能所述运算放大电路214，所述运算放大电路214的输出连接到第一开关管的控制端gatep，所述运算放大电路214通过调整第一开关管控制端电压gatep，使得所述第一开关管漏极电压vdp接近所述第二电压vref2。

在另一个实施例中，请参考图13(b)所示，所述控制电路210还包括第一比较电路211，所述第一比较电路211接收所述第一开关管漏极电压vdp和第一电压vref1，并对所述第一开关管漏极电压vdp和所述第一电压vref1进行比较，所述逻辑电路213接收所述第一比较电路211的输出电压和所述电压反馈电路212的输出电压，所述运算放大电路214接收所述第一开关管漏极电压vdp和第二电压vref2，所述逻辑电路213的输出信号为所述运算放大电路214的使能信号；当所述电压反馈电路212的输出电压表征所述通态充电电路处于充电状态，并且所述第一开关管漏极电压vdp低于第一电压vref1，所述逻辑电路213使能所述运算放大电路214，所述运算放大电路214的输出连接到第一开关管的控制端gatep，所述运算放大电路214通过调整第一开关管控制端电压gatep，使得所述第一开关管漏极电压vdp接近所述第二电压vref2。

请继续参考图13(b)所示，所述控制电路还包括上拉电路215，所述上拉电路215接收所述电压反馈电路212的输出电压，当所述电压反馈电路212的输出电压表征所述通态充电电路处于非充电状态，所述上拉电路215上拉所述第一开关管控制端gatep，并且所述逻辑电路213不使能所述运算放大电路214。

图3中，第一单向导通元件是用二极管实现的，也可以用开关管实现。请参考图10所示，当所述第一单向导通元件为开关管时，在所述充电状态时，当所述控制电路检测到所述第一开关管漏极电压大于第三电压阈值，所述控制电路控制所述第一单向导通元件导通。

可以将全波供电的第一导通元件和第二导通元件都用开关管实现。在所述充电状态时，当所述控制电路检测到所述第一单向导通元件的电流大于第一电流阈值，所述第一开关管导通。

为了减小第一单向导通元件或第二单向导通元件的损耗，只有在输入电流小的时候，才给输出充电。请参考图14所示，以半波供电为例，在充电状态时，采样第一单向导通元件的电流，得到第一单向导通元件电流采样值i1，当第一单向导通元件的电流大于第一电流阈值，所述第一开关管qp导通。在所述充电状态时，采样所述第一开关管的电流，得到第一开光管电流采样值i2，当所述第一开关管的电流小于第二电流阈值，所述第一开关管关断。在图11的实施例中，第一电流阈值等于第二电流阈值。第二电流阈值也可以设置成小于第一电流阈值。请参考图12所示，为第二电流阈值设置成零的波形图。

请参考图15所示，为控制电路210的一种实施方式。控制电路210还包括第一电流采样电路216、第一电流比较电路217、第二电流采样电路218和第二电流比较电路219。第一电流比较电路217和第二电流比较电路219分别接收第一电流采样电路216和第二电流采样电路218的输出电压，逻辑电路213接收第一电流比较电路217和第二电流比较电路219的输出电压。第一电流采样电路216采样第一单向导通元件的电流得到第一单向导通元件电流采样值i1，第一电流比较电路217比较第一单向导通元件电流采样值i1和第一电流阈值，当第一单向导通元件的电流大于第一电流阈值，所述逻辑电路213控制所述上拉电路上拉第一开关管的控制端，第一开关管qp导通。

请继续参考图15所示，在充电状态时，第二电流采样电路218采样所述第一开关管的电流，得到第一开光管电流采样值i2，第二电流比较电路219比较第一开光管电流采样值i2和第二电流阈值，当第一开关管的电流小于第二电流阈值，所述逻辑电路213不使能上拉电路，第一开关管的控制端被下拉到低电平，第一开关管关断。一般，第一开关管的控制极到地都会有下拉电阻，因此，在上拉电路不使能的时候，会被下拉电阻下拉到零。

需要说明的是，在一些实施例中，以半波供电电路举例说明，这些实施例不限于半波供电电路，都可以应用到全波供电电路中。

虽然以上将实施例分开说明和阐述，但涉及部分共通之技术，在本领域普通技术人员看来，可以在实施例之间进行替换和整合，涉及其中一个实施例未明确记载的内容，则可参考有记载的另一个实施例。

以上所述的实施方式，并不构成对该技术方案保护范围的限定。任何在上述实施方式的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在该技术方案的保护范围之内。