基于双环结构的三相并网变流器电流环干扰抑制控制方法与流程

本发明涉及并网变流器控制领域，尤其涉及一种基于双环结构的三相并网变流器电流环干扰抑制控制方法。

背景技术：

作为功率转换单元，三相电压型并网变流器具有结构简单、运行可靠、控制方法成熟等特点，因而被广泛地应用在可再生能源发电系统中。为了减小电网电压对变流器电流控制的影响，电压前馈通常被应用在并网变流器的电流环中，以减小启动电流和电流谐波、提高电网电压波动工况下电流控制的动态响应^[1]。然而，在实际应用中，由于电压传感器和电压调理电路的参数变化，电网电压的采样值和实际值之间会存在一定的误差，这造成了电压前馈控制的不精确。电网电压前馈的误差会对并网变流器的电流控制性能产生负面影响，包括：直流电流注入、三相电流不平衡及电流畸变等^[2]。

直流电流注入会对没有隔离变压器的可再生能源发电系统造成严重影响。例如，使电力变压器的工作点发生偏移、在并联的变流器之间产生环流、引入额外的功率损耗等。为了减少并网变流器网侧三相电流中的直流分量，研究人员提出了许多解决方法^[3-6]。其中一种方法是在并网变流器的交流侧安装电容器，但该方法会给并网系统带来额外的成本和电力损耗。另一种方法是通过电压传感器直接测量并网变流器输出的直流电压，但当开关频率较高时，电压传感器必须拥有足够高的精度才能保证控制性能。因此，该方法的有效性依赖于电压传感器的精度^[4-5]。研究人员还提出了电压补偿策略，但该方法需要为直流电压检测电路设计一个非线性元件，限制了其在实际中的应用^[6]；此外，还可以利用直流母线的电压脉动来抑制直流电流，但该方法需要从母线电容电压中提取抑制直流电流的特征量，这会使直流电流抑制的响应速度变慢。

此外，为了抑制电网电压前馈误差引起的三相电流不平衡及电流谐波，研究人员对基于内模原理的扰动观测器进行了深入研究，提出了许多解决方法。其中一种典型策略是采用并联的谐振控制器，以控制不同频率的信号。但这种并联结构难以实现给定电流跟踪和干扰抑制的解耦，造成暂态响应超调和振荡等现象。此外，国内外学者将改进的重复控制器与扰动观测器结合提出了相应的控制策略，但重复控制器较慢的收敛速度限制了电流控制器动态响应快速性的提升。另一种方法是采用状态空间法设计扰动观测器，以实现特定谐波抑制。但随着内模数量的增多，计算量也迅速增加。除上述策略外，还可以采用多带阻滤波器实现谐波抑制，但该方法中滤波器类型的选择和阶数的选取均较为复杂，限制了其在实际中的应用^[7]。

参考文献

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技术实现要素：

本发明提供了一种基于双环结构的三相并网变流器电流环干扰抑制控制方法，本发明基于双环控制结构，设计了给定跟踪控制器和干扰抑制控制器，实现了给定跟踪和干扰抑制的解耦，详见下文描述：

一种基于双环结构的三相并网变流器电流环干扰抑制控制方法，所述方法包括以下步骤：

给定跟踪环和干扰抑制环构成了双环控制结构，对双环控制结构进行推导并分析，获取从输入到输出的传递函数、以及从扰动到输出的传递函数；

获取给定跟踪控制器在离散时域中的扩张状态空间表达式，得到系统开环模型；根据反馈控制律和系统开环模型，得到系统闭环模型，并进行极点配置；

对获取到的基于多项式内模的重复控制器的表达式进行改进，以此改善频率响应；为了消除直流分量，在基于多项式内模的重复控制器上并联由二阶带阻滤波器、一阶低通滤波器和比例积分控制器串联组成的控制器，并给出三者的传递函数；

根据控制增益不同时各控制器的频率响应，选择给定跟踪控制器和干扰抑制控制器的各控制增益。

所述从输入到输出的传递函数为：

式中，是给定输入电流，ig是输出电流，p(z)为被控对象的实际模型，为被控对象的估计模型；c1(z)是给定跟踪控制器；c2(z)是干扰抑制控制器。

其中，所述从扰动到输出的传递函数为：

式中，f(z)为网侧滤波器模型，为电流环前馈电网电压，vg为实际电网电压，z^-1代表延时，z为z变换中的复变量，z1(z)和z2(z)是两个具有频率选择特性的滤波器。

进一步地，所述对获取到的基于多项式内模的重复控制器的表达式进行改进具体为：

式中，kp2是控制增益，ts是采样周期，z为z变换，ω为电网电压的基波角频率。

其中，所述二阶带阻滤波器的传递函数为：

式中，ωc是中心频率，ks是用于调整阻带的控制增益，s为拉普拉斯变换中的复变量。

进一步地，所述一阶低通滤波器的传递函数为：

式中，τ用于调整一阶低通滤波器的截止频率。

进一步地，所述比例积分控制器的传递函数为：

式中，kp和ki是控制增益。

其中，所述根据控制增益不同时各控制器的频率响应，选择给定跟踪控制器和干扰抑制控制器的各控制增益包括：

选择控制增益kp和ki，确保直流信号获得足够的增益；

选择ks来调整二阶带阻滤波器的阻带，使得二阶带阻滤波器的阻带足够宽，以确保信号在基频附近的有效衰减；

选择截止频率τ来调整一阶低通滤波器的截止频率，以滤除高频信号。

本发明提供的技术方案的有益效果是：

1、本发明补偿了电网电压前馈测量误差带来的负面影响；与传统的补偿方法相比，本发明设计过程简单，实现了给定跟踪和干扰抑制的解耦，提升了控制器的动态响应特性和抗扰性能；

2、本发明不依赖额外检测电路，能够有效抑制直流电流和电流畸变率，提升了并网变流器的输出电能质量。

附图说明

图1为双环控制结构框图；

图中，c1(z)是给定跟踪控制器，c2(z)是干扰抑制控制器，是被控对象的估计模型，f(z)是网侧滤波器模型，p(z)＝z^-1f(z)是被控对象的实际模型。

图2为给定跟踪控制器结构框图；

图中，ka＝[k1k2kd1kd2]^t是状态反馈增益，kf是给定前馈增益。

图3为干扰抑制控制器结构框图；

图中，bsf是二阶带阻滤波器，lpf是一阶低通滤波器，pi是比例积分控制器。

图4为ks不同时gbsf(s)的频率响应图；

图5为ωb不同时z1(z)的频率响应图；

图6为kp2不同时[1+gp2(z)p(z)]^-1的频率响应图；

图中，gp2(z)为基于多项式内模的重复控制器。

图7为直流电流抑制通道的频率响应图；

图8为z2(z)和z1(z)z2(z)的频率响应图。

图中，z1(z)z2(z)为干扰抑制控制器。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面对本发明实施方式作进一步地详细描述。

在三相电压型并网系统中，电网电压前馈的直流偏置误差会造成直流电流注入，比例误差会导致三相电流不平衡，相位滞后会加剧电流的畸变。为了减弱直流偏置误差、比例误差、相位滞后带来的负面影响，传统策略在算法复杂度、动态响应快速性、电流跟踪和干扰抑制的解耦特性方面具有明显缺陷。

为了解决以上问题，本发明实施例提出了基于双环结构的三相并网变流器电流环干扰抑制方法，分别设计了给定跟踪控制器和干扰抑制控制器，以提高并网变流器电流控制的动态响应和抗扰性能。

实施例1

本发明实施例基于双环控制结构，设计了给定跟踪控制器和干扰抑制控制器，实现了给定跟踪和干扰抑制的解耦。在给定跟踪控制器的设计过程中，考虑数字控制系统的延时特性和零阶保持特性。在干扰抑制控制器的设计过程中，为了抑制谐波，设计了一种基于多项式内模的重复控制器；为了抑制直流电流，设计了由二阶带阻滤波器、一阶低通滤波器、比例积分控制器串联组成的控制器，现将技术方案描述如下：

101：给定跟踪控制器c1(z)构成给定跟踪环，被控对象的估计模型干扰抑制控制器c2(z)构成干扰抑制环，给定跟踪环和干扰抑制环构成了双环控制结构，对双环控制结构进行推导并分析，获取到从输入到输出的传递函数、以及从扰动到输出的传递函数；

102：对给定跟踪控制器c1(z)进行设计；

即，考虑零阶保持和一个采样周期的延时，推导给定跟踪控制器c1(z)在离散时域中的状态空间表达式；根据扰动的一般表达式，扩张状态空间表达式，得到系统开环模型；然后根据反馈控制律和系统开环模型，得到系统闭环模型，并进行极点配置。

103：对干扰抑制控制器c2(z)进行设计；

为了解决重复控制器的收敛速度慢和并联谐振控制器的参数整定问题，本方法推导了基于多项式内模的重复控制器的表达式；为了改善频率响应，改进基于多项式内模的重复控制器的表达式；为了消除直流分量，在基于多项式内模的重复控制器上并联由二阶带阻滤波器、一阶低通滤波器和比例积分控制器串联组成的控制器，并给出上述三者的传递函数。

104：根据控制增益不同时各控制器的频率响应，选择给定跟踪控制器c1(z)和干扰抑制控制器c2(z)的各控制增益。

综上所述，本发明实施例通过上述步骤101-步骤104实现了给定跟踪和干扰抑制的解耦，提升了控制器的动态响应特性和抗扰性能。

实施例2

下面结合具体的计算公式、实例对实施例1中的方案进行进一步地介绍，详见下文描述：

一、双环控制结构的设计

双环控制结构如图1所示。图中的双环指的是由控制器c1(z)单独构成的给定跟踪环和由c2(z)共同构成的干扰抑制环。从输入到输出的传递函数可以表示为：

式中，是给定输入电流，ig是输出电流，p(z)为被控对象的实际模型，为被控对象的估计模型。

假设被控对象的估计模型近似等于被控对象的实际模型则式(1)可以简化为：

从式(2)可以看出，包含干扰抑制控制器c2(z)的项被消去。因此，电流环的动态响应仅由给定跟踪控制器c1(z)和被控对象的实际模型p(z)决定。

同样，从干扰到输出的传递函数可以表示为：

式中，f(z)为网侧滤波器模型，为电流环前馈电网电压，vg为实际电网电压，z^-1代表延时，z为z变换中的复变量，z1(z)和z2(z)是两个具有频率选择特性的滤波器。从式(3)可以看出，通过合理地设计滤波器z1(z)和z2(z)，可以增强干扰抑制能力。

至此，双环控制结构的设计已阐述完毕。

二、给定跟踪控制器c1(z)的设计

根据前面分析，电流环的动态响应与给定跟踪控制器c1(z)有直接关系。为了提高控制性能，给定跟踪控制器c1(z)应具有较高的带宽和较强的稳定性。

电流环的离散化模型可用状态空间表达式表示为：

式中，x(k+1)为下一时刻电流环的输出，x(k)为当前时刻电流环的输出，vc(k)为逆变器输出电压，vg(k)为电网电压。

其中，ts是采样周期，rf为网侧滤波器的等效电阻，η为积分变量，lf为网侧滤波器的等效电感。

式(4)仅考虑了系统零阶保持特性。在考虑采样及执行延时的情况下，式(4)变为：

式中，φd和γcd是系统矩阵，xd是状态矩阵，vc,ref(k)为逆变器输出给定电压。

基于内模原理，扰动的一般表达式表示为：

d(k+1)＝ωdd(k)(7)

式中，d为周期性扰动，ωd为扰动矩阵。在dq坐标系中通常采用ωd＝1来表示直流扰动的内模，在αβ坐标系中通常采用式(8)来表示交流扰动的内模，即：

其中，ω为电网电压的基波角频率。

为了直接设计xd和d的控制律，采用扩张状态空间表达式的方法，得到扩张状态后的开环系统模型：

式中，φa和γca是扩张后的系统矩阵，xa是扩张后的状态向量，γra是系统矩阵，为给定的输入电流。

相应地，反馈控制律表示为：

其中，ka为状态反馈增益，kf为给定前馈增益。

联立式(9)和式(11)，得到给定跟踪控制器c1(z)的闭环系统模型：

式中，ha＝[1000]。

式(12)的开环极点由延时、被控对象、信号内模引入。由延时引入的极点α1不能移动，由被控对象本身引入的极点α2可以通过给定前馈消去。为了提高闭环系统性能，选择α3和α4作为主极点。α3,4的表达式为：

式中，ωb与所需带宽有关，阻尼系数ζ通常被设置在0.7～1之间。在matlab中可以很容易地完成上述极点配置，同时获得状态反馈增益ka和给定前馈增益kf。

相应的电流控制结构框图如图2所示。与传统的控制方法相比，在控制器c1(z)的设计中增加了周期性扰动d1和d2，以增加反馈通道和前馈通道的数量；还扩张了与一个采样周期延时相对应的状态，使闭环系统模型的极点位置与无延时系统的极点位置相同。

至此，给定跟踪控制器的设计c1(z)已阐述完毕。

三、干扰抑制控制器c2(z)的设计

在αβ坐标系中，电网电压前馈测量误差会产生直流分量和频率为(6n±1)ω的交流分量。一般来说，对于多种不同频率谐波的抑制，可以采用重复控制器或并联的谐振控制器。在离散域中，重复控制器的表达式为：

式中，krc是控制增益，n＝t/ts是一个周期内的采样数，t是信号的周期，q(z)是低通滤波器，gf(z)是相位超前补偿器。

重复控制器在不考虑谐波分布的情况下，可以同时补偿所有谐波。然而，重复控制器的内模由延时单元z^-n构成，收敛速度相对较慢。为了达到较高的跟踪精度和较快的收敛速度，并联的谐振控制器可以代替重复控制器，其表达式为：

式中，krm是控制增益，τm是相位超前补偿项，m为正整数，s为拉普拉斯变换中的复变量，nh为正整数集。

首先通过选择适当的控制增益krm和相位超前补偿项τm，以实现快速的动态响应。然后采用适当的方法使控制器离散化。然而随着并联的控制器数量增多，参数整定非常困难，计算负担非常繁重。

为了解决重复控制器的收敛速度慢和并联谐振控制器参数整定困难的问题，本发明实施例提出了基于多项式内模的重复控制器，其表达式为：

式中，kp1是控制增益。

从式(16)可以看出，整个内模的高频部分被忽略。因此，与重复控制器相比，随着内模的减少，基于多项式内模的重复控制器的收敛速度大大提高。另外，由于只有一个控制增益，参数整定难度大大降低。

为了改善频率响应，改进式(16)，得到：

式中，kp2是控制增益。

在低频范围内，控制器gp2(z)的增益大大降低，而在所选频率下，控制器gp2(z)的增益仍保持较大值不变。因此，该控制器可以增强控制系统的鲁棒性，降低电流畸变率。

然而，控制器gp2(z)只能消除(6n±1)ω的交流分量，不能有效消除电网电压前馈测量误差产生的直流分量。为了有效地消除直流分量，需要在控制器gp2(z)上并联其它控制器。该控制器由二阶带阻滤波器、一阶低通滤波器和比例积分控制器组成。所得到的干扰抑制控制器c2(z)的结构如图3所示。其中，用二阶带阻滤波器对基频信号进行滤波，用一阶低通滤波器滤除直流分量。与单一的高阶低通滤波器相比，这种方法可以减少控制器阶数，而不损失控制性能。二阶带阻滤波器的传递函数为：

式中，ωc是中心频率，ks是用于调整阻带的控制增益。gbsf(s)的频率响应如图4所示，中心频率ωc为基本频率。一阶低通滤波器的传递函数为：

式中，τ用于调整一阶低通滤波器的截止频率fc＝1/2πτ。

二阶带阻滤波器和一阶低通滤波器分别采用tustinwithprewarping和tustin离散化方法，以实现高精度控制。比例积分控制器的传递函数为：

式中，kp和ki是控制增益。

至此，干扰抑制控制器c2(z)的设计已阐述完毕。

四、控制增益的选择方法

本发明实施例将阻尼系数ζ设置为0.7。

根据式(3)得出，电网电压前馈的测量误差引起的扰动由滤波器z1(z)和z2(z)抑制：z1(z)＝f(z)[1+c1(z)p(z)]^-1，z2(z)＝[1+c2(z)p(z)]^-1。其中，z1(z)与给定跟踪控制器c1(z)密切相关。当ωb不同时，z1(z)的频率响应如图5所示。为了提高系统的动态性能，将ωb设置为1000rad/s。

如图3所示，干扰抑制控制器c2(z)由两个并联的通道组成。其中，为了抑制谐波，设计了控制器gp2(z)；为消除直流电流，设计了控制器gbsf(s)、glpf(s)、gpi(z)。假设c2(z)仅采用控制器gp2(z)，z2(z)的频率响应如图6所示。可以看出，随着kp2的增加，谐波抑制能力不断增强，但是z2(z)的增益在奈奎斯特频率附近也会增大。因此，考虑到谐波抑制能力和控制系统稳定性，本发明实施例将kp2设置为30。

对于控制器gbsf(s)、glpf(s)、gpi(z)，要对四个参数(ki、τ、kp、ks)进行参数整定。如图7所示，首先选择kp和ki，确保直流信号获得足够的增益；然后选择ks来调整二阶带阻滤波器的阻带。二阶带阻滤波器的阻带应足够宽，以确保信号在基频附近的有效衰减；最后选择τ来调整一阶低通滤波器的截止频率，以有效地滤除高频信号。

干扰抑制控制器z1(z)z2(z)的频率响应如图8所示。可以看出，所选频率的信号得到有效衰减。

至此，控制增益的选择方法已阐述完毕。

综上所述，本发明实施例通实现了给定跟踪和干扰抑制的解耦，提升了控制器的动态响应特性和抗扰性能。

本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图，上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。