一种基于混合导通模式的新型单相PFC电路和控制方法与流程

本发明属于单相电能变换领域，具体涉及一种基于混合导通模式的新型单相pfc电路和控制方法。

背景技术：

如今单相功率因数校正电路可谓无处不在，即整流电路；各个功率级别工业应用场合都会用到功率因数校正电路，因此对功率因数校正电路的研究和改进非常有必要。目前最常用的功率因数校正电路有很多，例如不可控二极管全桥整流、pwm整流、混合整流等等，而对于不控整流有个比较严重的问题就是输入端电流谐波含量十分丰富，而这对电网的危害是非常大的。pwm整流电路改善谐波一缺点，它谐波含量低、功率因数高。随着整流技术的发展，出现多电平拓扑电路，降低功率开关管所承受的电压应力，同时电流中谐波的含量也降低、电压中的纹波含量少。

近年来，随着整流变换器在工业中的应用越来越广泛，对于提高整流器的效率、功率密度、可靠性、功率因数、输入端电流谐波的问题研究就变得刻不容缓。

技术实现要素：

本发明的目的是解决上述问题，提供一种基于混合导通模式的新型单相pfc电路和控制方法，改善单相功率因数校正电路效率低、功率密度低、可靠性低、功率因数低、输入端电流谐波含量高的缺点。

本发明的技术方案是一种基于混合导通模式的新型单相pfc电路，包括主电路和分别与其连接的电流采样电路、电压采样电路，还包括信号调理电路，信号调理电路分别与主电路、电流采样电路、电压采样电路连接，信号调理电路采用混合导通模式的单周期控制，使用连续导通模式、不连接导通模式两种控制模式。

主电路包括电感l、电容cl、开关管vt和整流桥，整流桥包括二极管vd1、二极管vd2、二极管vd3、二极管vd4，二极管vd1正极分别与二极管vd2负极、电感l连接，电感l另一端连接到工频交流电源，二极管vd3正极与二极管vd4负极连接，连接处连接到工频交流电源，二极管vd1负极分别与二极管vd3负极、二极管vd5正极连接，二极管vd5负极与电容cl连接，电容cl的另一端与二极管vd6正极连接，二极管vd6分别与二极管vd2正极、二极管vd4正极连接，开关管vt的漏极与二极管vd1的负极连接，开关管vt的源极与二极管vd2的正极连接。

信号调理电路包括依次连接的第一积分电路、第二积分电路、加法电路、运算放大器u5、触发器rs2，还包括第三积分电路、模式选择电路，第三积分电路与加法电路连接，模式选择电路经二极管vd7与第三积分电路连接，模式选择电路经二极管vd10分别与第一积分电路、第二积分电路连接，触发器rs2经二极管vd8与第三积分电路连接，触发器rs2经二极管vd9分别与第一积分电路、第二积分电路连接。

模式选择电路包括运算放大器u8和触发器rs1，运算放大器u8输出端与触发器rs1的r端连接，运算放大器u8输出端经非门与触发器rs1的s端连接。

电压采样电路包括运算放大器u7、电容c5、电容c6、电阻r9、电阻r10，电阻r9与运算放大器u7的反相输入端连接；电阻r10与电容c5串联，电阻r10的另一端连接到运算放大器u7的反相输入端，电容c5的另一端与运算放大器u7的输出端连接；电容c6的一端与运算放大器u7的反相输入端连接，电容c6的另一端与运算放大器u7的输出端连接。

电流采样电路包括运算放大器u6、电容c4、电阻r8、开关k4，电阻r8与运算放大器u6的反相输入端连接，电容c4的一端与运算放大器u6的反相输入端连接，电容c4的另一端与运算放大器u6的输出端连接，开关k4与电容c4并联，运算放大器u6的正相输入端接地。

第一积分电路包括运算放大器u1、电阻r1、电容c1、开关k1，电阻r1与运算放大器的反相输入端连接，电容c1的一端与运算放大器u1的反相输入端连接，电容c1的另一端与运算放大器u1的的输出端连接，开关k1与电容c1并联，开关k1的控制端与二极管vd9的负极连接，运算放大器u1的正相输入端接地。

第二积分电路包括运算放大器u2、电阻r2、电容c2、开关k2，电阻r2与运算放大器的反相输入端连接，电容c2的一端与运算放大器u2的反相输入端连接，电容c2的另一端与运算放大器u2的的输出端连接，开关k2与电容c2并联，开关k2的控制端与二极管vd9的负极连接，运算放大器u2的正相输入端接地。

第三积分电路包括运算放大器u3、电阻r3、电容c3、开关k3，电阻r3与运算放大器的反相输入端连接，电容c3的一端与运算放大器u3的反相输入端连接，电容c3的另一端与运算放大器u3的的输出端连接，开关k3与电容c3并联，开关k3的控制端与二极管vd7的负极连接，运算放大器u3的正相输入端接地。

加法电路包括运算放大器u4、电阻r4、电阻r5、电阻r6、电阻r7，电阻r4、电阻r5分别与运算放大器u4的正相输入端连接，电阻r6与运算放大器u4的反相输入端连接，电阻r7的一端与运算放大器u4的反相输入端连接，电阻r7的另一端与运算放大器u4的输出端连接。

一种基于混合导通模式的新型单相pfc电路的控制方法，具体包括以下步骤，

步骤1：电压采样电路获取主电路输出电压的误差信号vm，电流采样电路获取主电路平均电流信号

步骤2：模式选择电路根据主电路电流iin的是否过零选择信号调理电路的控制模式；

步骤2.1：若主电路电流iin过零，则选择不连续导通模式；

步骤2.2：若主电路电流iin不过零，则选择连续导通模式；

步骤3：根据步骤2选择的控制模式控制第一积分电路、第二积分电路、第三积分电路，得到主电路电流控制的基准信号；

步骤3.1：若控制模式为不连续导通模式，则控制第一积分电路、第二积分电路、第三积分电路，使加法电路的输出为vm-vnd²，vn为输出电压参考信号，d为开关管vt控制信号的占空比；

步骤3.2：若控制模式为连续导通模式，则控制第一积分电路、第二积分电路、第三积分电路，使加法电路的输出为(1-d)vm，d为开关管vt控制信号的占空比；

步骤4：比较主电路平均电流信号与步骤3获得的主电路电流控制的基准信号，通过触发器rs2产生开关管控制信号，控制开关管vt导通或关断。

所述不连续导通模式和连续导通模式均采用单周期控制的控制策略。

本发明的有益效果：

1.采用混合导通的模式，可以大大减小升压电感的尺寸，从而提高功率密度；

2.采用单周期控制算法进行控制，实现了良好的控制效果，需要的输入量少，具有更快的响应速度、快速精准的负载调整、抗干扰能力强、控制规律简单、容易实现等优点，可以实现网侧电流正弦化、单位功率因数、直流侧电压恒定；

3.本发明能够快速地进行电流跟踪、很强的鲁棒性、输出电压稳定、能在宽功率范围工作、转换效率高、功率密度高、可靠性高、电流谐波含量低和功率因数高，并且可以解决过零点电流失真的问题，提高电流的正弦度，成本低。

附图说明

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。

图1为本发明的电路结构示意图。

图2为信号调理电路结构示意图。

图3为本发明的电路结构原理图。

图4为主电路工作模式一示意图。

图5为主电路工作模式二示意图。

图6为主电路工作模式三示意图。

图7为主电路工作模式四示意图。

图8为不同功率等级下的电感工作状态图。

图9为混合导通模式电感l的电流波形。

图10为混合导通模式的控制模式选择波形图。

图11为混合导通模式切换点电感l电流波形图。

图12为模式切换点模式选择波形图。

图13为不连续导通模式的电流过零波形图。

图14为连续导通模式的电流过零波形图。

具体实施方式

如图1-3所示，一种基于混合导通模式的新型单相pfc电路，包括主电路和分别与其连接的电流采样电路、电压采样电路，还包括信号调理电路，信号调理电路分别与主电路、电流采样电路、电压采样电路连接，信号调理电路采用混合导通模式的单周期控制，使用连续导通模式、不连接导通模式两种控制模式。

主电路包括电感l、电容cl、开关管vt、整流桥、电阻负载rl，整流桥包括二极管vd1、二极管vd2、二极管vd3、二极管vd4，二极管vd1正极分别与二极管vd2负极、电感l连接，电感l另一端连接到工频交流电源，二极管vd3正极与二极管vd4负极连接，连接处连接到工频交流电源，二极管vd1负极分别与二极管vd3负极、二极管vd5正极连接，二极管vd5负极与电容cl连接，电容cl的另一端与二极管vd6正极连接，二极管vd6分别与二极管vd2正极、二极管vd4正极连接，开关管vt的漏极与二极管vd1的负极连接，开关管vt的源极与二极管vd2的正极连接；电阻负载rl与电容cl并联。

信号调理电路包括依次连接的第一积分电路、第二积分电路、加法电路、运算放大器u5、触发器rs2，还包括第三积分电路、模式选择电路，第三积分电路与加法电路连接，模式选择电路经二极管vd7与第三积分电路连接，模式选择电路经二极管vd10分别与第一积分电路、第二积分电路连接，触发器rs2经二极管vd8与第三积分电路连接，触发器rs2经二极管vd9分别与第一积分电路、第二积分电路连接。

模式选择电路包括运算放大器u8和触发器rs1，运算放大器u8输出端与触发器rs1的r端连接，运算放大器u8输出端经非门与触发器rs1的s端连接。

电压采样电路包括运算放大器u7、电容c5、电容c6、电阻r9、电阻r10，电阻r9与运算放大器u7的反相输入端连接；电阻r10与电容c5串联，电阻r10的另一端连接到运算放大器u7的反相输入端，电容c5的另一端与运算放大器u7的输出端连接；电容c6的一端与运算放大器u7的反相输入端连接，电容c6的另一端与运算放大器u7的输出端连接。

电流采样电路包括运算放大器u6、电容c4、电阻r8、开关k4，电阻r8与运算放大器u6的反相输入端连接，电容c4的一端与运算放大器u6的反相输入端连接，电容c4的另一端与运算放大器u6的输出端连接，开关k4与电容c4并联，运算放大器u6的正相输入端接地。

第一积分电路包括运算放大器u1、电阻r1、电容c1、开关k1，电阻r1与运算放大器的反相输入端连接，电容c1的一端与运算放大器u1的反相输入端连接，电容c1的另一端与运算放大器u1的的输出端连接，开关k1与电容c1并联，开关k1的控制端与二极管vd9的负极连接，运算放大器u1的正相输入端接地。

第二积分电路包括运算放大器u2、电阻r2、电容c2、开关k2，电阻r2与运算放大器的反相输入端连接，电容c2的一端与运算放大器u2的反相输入端连接，电容c2的另一端与运算放大器u2的的输出端连接，开关k2与电容c2并联，开关k2的控制端与二极管vd9的负极连接，运算放大器u2的正相输入端接地。

第三积分电路包括运算放大器u3、电阻r3、电容c3、开关k3，电阻r3与运算放大器的反相输入端连接，电容c3的一端与运算放大器u3的反相输入端连接，电容c3的另一端与运算放大器u3的的输出端连接，开关k3与电容c3并联，开关k3的控制端与二极管vd7的负极连接，运算放大器u3的正相输入端接地。

加法电路包括运算放大器u4、电阻r4、电阻r5、电阻r6、电阻r7，电阻r4、电阻r5分别与运算放大器u4的正相输入端连接，电阻r6与运算放大器u4的反相输入端连接，电阻r7的一端与运算放大器u4的反相输入端连接，电阻r7的另一端与运算放大器u4的输出端连接。

如图1所示，vin为交流电源的输出电压，iin为工频交流电源的输出电流，vo为电阻负载rl两端的电压，vm为输出电压的误差信号，vn为输出电压参考信号。

如图3所示，vref为输出直流电压期望值，q为开关管vt控制信号，为开关管vt控制信号的逻辑反信号，qdcm为dcm不连续导通模式选择的控制信号，qccm为ccm连续导通模式选择的控制信号。

一种基于混合导通模式的新型单相pfc电路的控制方法，具体包括以下步骤，

步骤1：电压采样电路获取主电路输出电压的误差信号vm，电流采样电路获取主电路平均电流信号步骤2：模式选择电路根据主电路电流iin的是否过零选择信号调理电路的控制模式；

步骤2.1：若主电路电流iin过零，则选择不连续导通模式；

步骤2.2：若主电路电流iin不过零，则选择连续导通模式；

步骤3：根据步骤2选择的控制模式控制第一积分电路、第二积分电路、第三积分电路，得到主电路电流控制的基准信号；

步骤3.1：若控制模式为不连续导通模式，则控制第一积分电路、第二积分电路、第三积分电路，使加法电路的输出为vm-vnd²，vn为输出电压参考信号，d为开关管vt控制信号的占空比；

步骤3.2：若控制模式为连续导通模式，则控制第一积分电路、第二积分电路、第三积分电路，使加法电路的输出为(1-d)vm，d为开关管vt控制信号的占空比；

步骤4：比较主电路平均电流信号与步骤3获得的主电路电流控制的基准信号，通过触发器rs2产生开关管控制信号，控制开关管vt导通或关断。

如图4-7所示，在一个电网50hz工频周期，主电路有四种工作模式，

工作模式一：在电网50hz工频周期正半周，开关管vt导通，电流经过电感l，二极管vd1，开关管vt，最后经过二极管vd4流回电网侧，在此过程中电感l处于储能状态，电阻负载rl由电容cl放电提供能量。

工作模式二：在电网50hz工频周期正半周，开关管vt不导通，电流经过电感l，二极管vd1，二极管vd5，电容cl，二极管vd6，二极管vd4流回。此过程电网和电感l同时给电阻负载rl供电，电容cl充电。

工作模式三：在电网50hz工频周期负半周，开关管vt导通，电流经过二极管vd3，开关管vt，二极管vd2，最后经过电感l流回。此过程电感l储能，电阻负载rl由电容cl供电。

工作模式四：在电网50hz工频周期负半周，开关管vt不导通，电流经过二极管vd3，二极管vd5，电容cl，二极管vd6，二极管vd2，最后经过电感l流回。此过程电网和电感l同时给电阻负载rl供电，电容cl充电。

对于模式选择电路，主要包括运算放大器u8和触发器rs1，通过将采样来的电流信号与零进行比较，得到的结果去驱动触发器rs1输出模式选择信号，来选择下一个控制周期电路工作的模式。

对于电感l参数的选择可以通过如下两个公式计算得到：

其中η为整流器的转换效率；vo为直流侧输出的电压；fs为开关管的工作频率；pomin为输出功率的最小值，pomax为输出功率的最大值；b为稳定情况下的升压比，b＝vo/vin，bmin为升压比的最小值，vin为工频交流电源的幅值；表示函数的最小值；lccm为连续导通模式的电感，ldcm为不连续导通模式的电感。

当η定为97％，vo为400v，vin为311v，开关频率fs为20khz，工频交流电源频率为50hz，可以得到如图8的规律，图8为不同功率等级下的电感工作状态，cmm表示电流连续导通模式，mcm表示电流不连续和连续的混合导通模式，dcm表示电流不连续导通模式。

根据图1所示的主电路，其电路系统参数为：工频交流电源频率为50hz，电压vin有效值为220v，输出直流电压vo为400v，电阻负载rl为500ω，电感cl为2mh，电容cl为2200μf，触发器rs2的s端开关频率为20khz。电路的工作过程如下：电压采样电路、电流采样电路获得电压、电流信号，经过处理得到电压误差信号vm和平均电流信号然后模式选择电路根据电流的过零来选择模式，输出模式选择信号来实现模式的切换，最终经过加法电路得到一个近乎正弦的电流控制的基准信号。将电流控制的基准信号通过比较器u5与平均电流信号比较，驱动触发器rs2产生门控信号，驱动功率开关管vt的开通和关断，使得输入电流满足正弦化要求，同时与输入电压同相位。

图9为混合导通模式的电感l的电流波形，图10为混合导通模式的模式选择波形图，主电路在一个工频周期里平稳得实现了不连续导通模式与连续导通模式的切换，在交流电源输出电流过零点附近的多个开关周期工作于不连续导通模式，在输出电流峰值附近的多个开关周期工作于连续导通模式。图11和图12为混合导通模式切换点处的放大图，图11为混合导通模式的电感l的电流波形，图12为模式选择波形图。图13为不连续导通模式下的电流过零波形图，此时电流尖峰加大，符合电流断续工作特点；图14为连续导通模式下的电流过零波形图，此时电流尖峰减小，符合电流连续工作特点。本发明在输出电流过零的控制上大大优于传统的控制策略，过零点电流失真得到改善。

本实施例采用混合导通的模式，由图8可以看出，mcm模式可以适应宽功率的负荷变化，并且电感尺寸维持一个较低水平，相较于单一的ccm模式升压电感尺寸大大减小，从而提高功率密度。

本实施例采用单周期控制算法进行控制，实现了良好的控制效果，需要的输入量少，仅仅需要输入的电流和输出的电压信号，能够在一个周期内完成一次控制策略，具有更快的响应速度、快速精准的负载调整、抗干扰能力强、控制规律简单、容易实现等优点，如图9所示，网侧电流正弦化良好、单位功率因数、直流侧电压恒定。

本实施例能够快速地进行电流跟踪、很强的鲁棒性、输出电压稳定、能在宽功率范围工作、转换效率高、功率密度高、可靠性高、电流谐波含量低和功率因数高，如图11-14所示，实现了电流的平稳过零，解决过零点电流失真的问题，提高电流的正弦度，并且由于升压电感尺寸的减小，整流器的体积减小，成本低。