弱电网下高频SiC光伏并网逆变器的复合鲁棒控制方法与流程

本发明涉及高频sic光伏并网逆变器控制技术领域，是一种弱电网下高频sic光伏并网逆变器的复合鲁棒控制方法。

背景技术：

随着分布式电源并网功率的增加和接入电网位置的广泛分布，导致电网末端或局部区域表现出低短路容量、高电网阻抗的弱电网特性，电网阻抗会改变逆变器控制系统的环路增益，可能导致系统不稳定；而电网电压背景谐波会导致并网电流发生畸变。因此，在设计光伏并网逆变器时不仅要考虑正常电网的工作状态，同时要保证逆变器在更为复杂的弱电网系统时也可以稳定可靠运行。

随着全球能源互联网的发展，对电力电子设备的性能要求越来越高，由“第三代半导体材料”碳化硅(sic)制造出的半导体电力电子器件以其高频、耐高温等优越性能受到越来越多的关注和研究。基于sic功率器件的高频光伏逆变器可以有更小的输出滤波器，有利于减小无源器件的体积和重量，提升逆变器功率密度；但这种频率高、滤波器小的逆变器在接入高阻抗的弱电网时，容易产生较为严重的稳定性问题。针对基于simosfet/igbt的逆变器与弱电网交互影响的稳定性问题，目前通常采用电网阻抗测量技术或是鲁棒控制器设计来解决，但缺乏对更高频率的sicmosfet并网逆变器稳定性的分析。此外，在抑制lcl滤波器谐振、提高并网电流质量方面，控制环路通常采用需要额外传感器的电容电流反馈方法。

技术实现要素：

本发明为解决弱电网下高频sic光伏逆变器与高电网阻抗不匹配带来的稳定性问题，提出一种高频sic光伏并网逆变器的复合鲁棒控制方法，本发明提供了以下技术方案：

一种弱电网下高频sic光伏并网逆变器的复合鲁棒控制方法，包括如下步骤：

步骤一：根据高频sic光伏并网逆变器的功率等级、开关频率和电流纹波要求参数，设计输出lcl滤波器的参数；

步骤二：采集高频sic光伏并网逆变器的输出电压ua、ub和uc，采集高频sic光伏并网逆变器的输出电流ia、ib和ic，利用clarke变换将采集的高频sic光伏并网逆变器的输出电压ua、ub、uc和输出电流ia、ib、ic转化到两相静止坐标系αβ下，根据瞬时功率的定义以及有功功率参考值p^*和无功功率参考值q^*计算出电流环的参考值iα^*和iβ^*；

步骤三：提升高频sic光伏并网逆变器功率密度，选择对并网电流进行反馈，根据有源阻尼的机理设计有源阻尼反馈函数had(s)，根据劳斯判据确定有源阻尼内环的稳定性约束条件；

步骤四：考虑电网阻抗lg，根据有源阻尼反馈函数had(s)，结合全桥增益kpwm、滤波器侧电感l1、滤波电容c、电网侧电感l2、前馈电压函数gf(s)和电流控制器gc(s)，确定高频sic光伏并网逆变器的开环传递函数gopen(s)；

步骤五：根据步骤四得到的高频sic光伏并网逆变器的开环传递函数gopen(s)对电网电压前馈函数进行改进，并配置一阶低通滤波器，得到新的电网电压传递函数gv(s)；

步骤六：电流控制器采用奇数次重复准pr控制器，利用奇数次重复准pr电流控制器对基波信号进行快速无差追踪，利用奇数次重复控制器对各次谐波抑制；

步骤七：将采集的iα、iβ分别与参考电流值iα^*和iβ^*以及0比较后，通过准pr电流控制器，与电网电压前馈和电网电流反馈控制相结合，得到调制波uαβ^*，再通过svpwm模块得到开关驱动信号，用于驱动sic开关管。

优选地，通过下式设计输出lcl滤波器的参数：

l2＝rl1(2)

其中，udc为直流侧电压，irmax为允许的电流最大波动值，fs为开关频率，r为网侧电感与逆变器侧电感比值，p为逆变器额定功率，λ为无功功率与总功率的比值，en为三相电网相电压的有效值，f为电网基波频率，l1为滤波器侧电感，c为滤波电容，l2为滤波器网侧电感。

优选地，所述步骤二具体为：

第一步：利用clarke变换将采集的高频sic光伏并网逆变器的输出电压ua、ub、uc和输出电流ia、ib、ic转化到两相静止坐标系αβ下，得到两相静止电压uα、uβ、两相静止电流iα、iβ；

第二步：采用pq外环控制，根据瞬时功率的定义以及有功功率参考值p^*和无功功率参考值q^*计算得到电流环的参考值iα^*和iβ^*，通过下式计算出电流环的参考值iα^*和iβ^*：

其中，uα、uβ为两相静止电压，iα、iβ为两相静止电流iα^*和iβ^*为电流环的参考值，p^*为有功功率参考值，q^*为无功功率参考值。

优选地，所述步骤三具体为：

第一步：根据有源阻尼的机理设计有源阻尼反馈函数had(s)，通过下式表达：

其中，had(s)为高通滤波器形式的反馈函数，kad为高通滤波器增益，ωh为高通滤波器转折频率，kpwm为逆变器全桥增益，s为拉普拉斯算子。

第二步：通过下式表达有源阻尼内环稳定性约束条件：

优选地，通过下式确定高频sic光伏并网逆变器的开环传递函数gopen(s)：

其中，gopen(s)为高频sic光伏并网逆变器的开环传递函数，a＝l1(l2+lg)c，b＝l1(l2+lg)cωh，d＝l1+l2+lg-kpwmlggf(s)，e＝(l1+l2+lg)ωh-kpwmkad-kpwmlgωhgf(s)，lg为电网阻抗，gc(s)为电流控制器，gf(s)为前馈电压函数。

优选地，所述步骤五具体为：

第一步：根据步骤四得到的高频sic光伏并网逆变器的开环传递函数gopen(s)，将电网电压前馈函数改进为二阶微分形式与比例形式之和；

第二步：配置一阶低通滤波器，通过下式表达得到新的电网电压传递函数gv(s)：

其中，gv(s)为新的电网电压传递函数，τ为低通滤波器时间常数。

优选地，所述重复准pr控制器通过下式表达：

其中，gqpr(s)为重复准pr控制器函数，kpi，kri分别为电流环准pr控制的比例和谐振系数，ωc为截止频率，ωr为谐振频率。

优选地，所述奇数次重复控制器通过下式表达：

其中，grc(s)为奇数次重复控制器函数，t为采样时间，q(s)为小于1的积分衰减系数，c(s)为针对控制对象设计的补偿函数，krc为重复控制器增益。

本发明具有以下有益效果：

1、采用并网电流反馈的有源阻尼方法来对输出lcl滤波器谐振峰进行抑制。相比传统电容电流反馈有源阻尼法，无需额外的传感器，充分发挥高频sic光伏并网逆变器的功率密度高的优势。

2、在并网电流反馈有源阻尼方法的基础上，考虑到传统比例电压前馈控制在弱电网下产生的稳定性问题，采用二阶微分环节以及比例环节共同实现电网电压前馈以完全消除弱电网阻抗对高频逆变器稳定性的影响。

3、考虑到电网背景电压谐波以及电流参考指令中存在谐波的问题，将电流基波与谐波分别独立控制，采用基于奇数次内模的重复准pr的电流控制器来解决电网背景谐波与指令参考谐波共同造成的输出电流畸变问题。

附图说明

图1是基于sic功率器件的三相并网逆变器拓扑结构图。

图2是高频sic光伏并网逆变器的复合鲁棒控制方法整体控制框图。

图3是附加电网电压前馈的并网电流有源阻尼控制结构框图。

图4是奇数次重复准pr电流控制器。

图5是电网阻抗为0时低频si、高频sic逆变器的仿真对比图，图5(a)是电网阻抗lg为0时si逆变器的并网电流波形图，图5(b)是电网阻抗lg为0时sic逆变器的并网电流波形图。

图6是电网阻抗为2mh时低频si、高频sic逆变器的仿真对比图，图6(a)是电网阻抗lg为2mh时si逆变器的并网电流波形图，图6(b)是电网阻抗lg为2mh时sic逆变器的并网电流波形图。

图7是电网阻抗为2mh的若电网条件下传统控制方法和复合鲁棒控制方法的仿真对比图，图7(a)为在弱电网阻抗为2mh、开关频率为10khz下采用传统控制方法的si逆变器的并网电流波形图；图7(b)为在弱电网阻抗为2mh、开关频率为50khz下采用传统控制方法的sic逆变器的并网电流波形图；图7(c)为在弱电网阻抗为2mh、开关频率为50khz下采用复合鲁棒控制方法的sic逆变器的并网电流波形图。

图8是不同电网阻抗下传统控制方法和复合鲁棒控制方法的开环传递函数特性，图8(a)为在弱电网阻抗lg为2mh时传统电网电压比例前馈控制策略和本文提出的复合鲁棒控制策略的开环传递函数特性图，图8(b)为不同电网阻抗时复合鲁棒控制策略的开环传递函数特性图。

具体实施方式

以下结合具体实施例，对本发明进行了详细说明。

具体实施例一：

根据图1所示，基于sic功率器件的三相并网逆变器拓扑结构图，主要包括直流侧电压udc，开关器件sicmosfet，l1、l2、c组成的lcl滤波器，lg为线路等效阻抗，ug为三相交流电网，pcc为公共耦合点。

为解决弱电网下高频sic光伏逆变器与高电网阻抗不匹配带来的稳定性问题，提出一种高频sic光伏并网逆变器的复合鲁棒控制方法，如图2所示：主要包括pq外环控制、有源阻尼控制、基波与谐波控制以及改进电网电压前馈控制。

步骤一：根据高频sic光伏并网逆变器的功率等级、开关频率和电流纹波要求参数，设计输出lcl滤波器的参数；

步骤二：采集高频sic光伏并网逆变器的输出电压ua、ub和uc，采集高频sic光伏并网逆变器的输出电流ia、ib和ic，利用clarke变换将采集的高频sic光伏并网逆变器的输出电压ua、ub、uc和输出电流ia、ib、ic转化到两相静止坐标系αβ下，根据瞬时功率的定义以及有功功率参考值p^*和无功功率参考值q^*计算出电流环的参考值iα^*和iβ^*；

步骤三：为提升高频sic光伏并网逆变器功率密度，选择对并网电流进行反馈，根据有源阻尼的机理设计有源阻尼反馈函数had(s)，根据劳斯判据确定有源阻尼内环的稳定性约束条件；

步骤四：考虑电网阻抗lg，根据有源阻尼反馈函数had(s)，结合全桥增益kpwm、滤波器侧电感l1、滤波电容c、电网侧电感l2、前馈电压函数gf(s)和电流控制器gc(s)，确定高频sic光伏并网逆变器的开环传递函数gopen(s)；

步骤五：根据步骤四得到的高频sic光伏并网逆变器的开环传递函数gopen(s)对电网电压前馈函数进行改进，配置一阶低通滤波器，得到新的电网电压传递函数gv(s)；

步骤六：电流控制器采用奇数次重复准pr控制器，利用准pr控制器对基波信号进行快速无差追踪，利用奇数次重复控制器对各次谐波抑制；

步骤七：将采集的iα、iβ、分别与参考电流值iα^*、iβ^*以及0比较后，通过奇数次重复准pr电流控制器，与电网电压前馈和电网电流反馈控制相结合，得到调制波uαβ^*，再通过svpwm模块得到开关驱动信号，用于驱动sic开关管。

合理设计lcl滤波器的参数，具体公式如下：

l2＝rl1(2)

其中，udc为直流侧电压，irmax为允许的电流最大波动值，fs为开关频率，r为网侧电感与逆变器侧电感比值，p为逆变器额定功率，λ为无功功率与总功率的比值，en为三相电网相电压的有效值，f为电网基波频率，l1为滤波器侧电感，c为滤波电容，l2为滤波器网侧电感。

系统的整体控制框图如图2所示。主要包括pq外环控制、有源阻尼控制、基波与谐波控制以及改进电网电压前馈控制。先采样逆变器输出电压ua、ub、uc以及输出电流ia、ib、ic，利用clarke变换将采集的高频sic光伏并网逆变器的输出电压ua、ub、uc和输出电流ia、ib、ic转化到两相静止坐标系αβ下，得到两相静止电压uα、uβ、两相静止电流iα、iβ。

采用pq外环控制，根据瞬时功率的定义以及有功功率参考值p^*和无功功率参考值q^*计算得到电流环的参考值iα^*、iβ^*，具体公式如下：

其中，uα、uβ为两相静止电压，iα、iβ为两相静止电流iα^*和iβ^*为电流环的参考值，p^*为有功功率参考值，q^*为无功功率参考值。

在传统pq控制以及电网电压前馈控制的基础上，为实现有源阻尼对lcl滤波器谐振峰进行抑制，同时不增加额外传感器，提升逆变器功率密度，选择对并网电流进行反馈，结合有源阻尼的机理设计高通滤波器形式的反馈函数had(s)，如式(5)所示：

其中，had(s)为高通滤波器形式的反馈函数，kad为高通滤波器增益，ωh为高通滤波器转折频率，kpwm为逆变器全桥增益，s为拉普拉斯算子。

根据劳斯判据可以得到该方案下有源阻尼内环稳定性约束条件，如式(6)所示：

结合图3所示的附加电网电压前馈的并网电流有源阻尼控制框图，考虑电网阻抗lg，根据有源阻尼反馈函数had(s)，并结合全桥增益kpwm、滤波器侧电感l1、滤波电容c、网侧电感l2、电压前馈函数gf(s)以及电流控制器gc(s)，获得并网逆变器的开环传递函数gopen(s)，如式(7)所示：

其中，gopen(s)为高频sic光伏并网逆变器的开环传递函数，a＝l1(l2+lg)c，b＝l1(l2+lg)cωh，d＝l1+l2+lg-kpwmlggf(s)，e＝(l1+l2+lg)ωh-kpwmkad-kpwmlgωhgf(s)，lg为电网阻抗，gc(s)为电流控制器，gf(s)为前馈电压函数。

为了消除电网阻抗对并网逆变器的影响，在单并网电流反馈的有源阻尼方法基础上，从式(7)所示的系统开环传递函数的角度出发，考虑到传统比例电压前馈在弱电网下产生的稳定性问题，将电网电压前馈函数改进为二阶微分形式与比例形式之和，来完全消除系统开环传递函数中lg分量；同时为了前馈函数中避免微分项可能带来的噪声问题，为其配置一阶低通滤波器，得到新的电网电压传递函数gv(s)，，如式(8)所示：

其中，gv(s)为新的电网电压传递函数，τ为低通滤波器时间常数。

进一步为了解决弱电网背景谐波可能造成的逆变器输出电流畸变的问题，采用如图4所示的奇数次重复准pr控制器，利用准pr控制器实现对基波信号的快速无差跟踪，保证系统良好的动态性能；由于三相电网中只存在奇数次谐波，利用基于奇数次内模的重复控制器实现对各奇数次谐波的抑制，保证系统良好的稳态性能。准pr控制器表达式如式(9)所示

其中，kpi，kri分别为电流环准pr控制的比例和谐振系数，ωc为截止频率，ωr为谐振频率。

重复控制器的表达式如式(10)所示

其中，grc(s)为重复控制器函数，t为采样时间，q(s)为小于1的积分衰减系数，c(s)为针对控制对象设计的补偿函数，krc为重复控制器增益。

将采集的iα、iβ、分别与参考电流值iα^*、iβ^*以及0比较后，经过重复准pr电流控制器，再与电网电压前馈以及电网电流反馈控制相结合，得到调制波uαβ^*，然后经过svpwm模块得到开关驱动信号，用于驱动sic开关管。

具体实施例二：

为进一步详细说明本发明方法的正确性和可行性，结合本具体实例对本发明方法进行仿真验证。该实例中的仿真参数为：直流电压udc为300v，电网额定电压有效值为110v，逆变器的功率等级为1.5kw。si逆变器工作频率选择10khz，lcl滤波器参数设计为l1＝5mh，l2＝1.25mh，c＝4.7μf，sic逆变器工作频率选择50khz，lcl滤波器参数设计为l1＝1mh，l2＝0.2mh，c＝4.7μf。

为验证高频sic逆变器的稳定性更易受到弱电网阻抗的影响，分别对于si逆变器和sic逆变器在弱电网阻抗lg分别为0和2mh时进行仿真。图5(a)和图5(b)分别是在电网阻抗lg为0时si逆变器和sic逆变器的并网电流波形图，图6(a)和图6(b)分别是在电网阻抗lg为2mh时si逆变器和sic逆变器的并网电流波形图。

由图5(a)和5(b)可以看出，不存在电网阻抗时，无论是si逆变器还是sic逆变器的并网电流波形质量都很高，逆变器能够稳定运行；由图6(a)和6(b)可知，当电网阻抗为2mh时，si逆变器的并网电流波形仍然稳定，而sic逆变器的并网电流稳定性迅速变差，证明电网阻抗lg与滤波器网侧阻抗l2的不匹配程度更高时，系统的稳定性更容易受到影响。

图7(a)为在弱电网阻抗为2mh、开关频率为10khz下采用传统控制方法的si逆变器的并网电流波形图，可以看出，此时并网电流波形质量良好，逆变器稳定运行；图7(b)为在弱电网阻抗为2mh、开关频率为50khz下采用传统控制方法的sic逆变器的并网电流波形图，并网电流波形严重失真，大大影响逆变器的稳定性；图7(c)为在弱电网阻抗为2mh、开关频率为50khz下采用复合鲁棒控制方法的sic逆变器的并网电流波形图，电流波形恢复正常并且逆变器稳定运行。

进一步地，从系统稳定性的层面说明复合鲁棒控制方法的有效性。

图8(a)为在弱电网阻抗lg为2mh时传统电网电压比例前馈控制策略和本文提出的复合鲁棒控制策略的开环传递函数特性图，图8(b)为不同电网阻抗时复合鲁棒控制策略的开环传递函数特性图。

从图8(a)可以看出，当电网阻抗为2mh时，在传统电网电压比例前馈控制下的系统的相位裕度为-5°，系统不稳定；而在复合鲁棒控制下系统的相位裕度为63°，系统稳定运行。从图8(b)在可以看出复合鲁棒控制下系统的开环传递函数不会随着电网阻抗变化，即系统的相位裕度不会受到电网阻抗影响，系统能够稳定运行。

采用并网电流反馈的有源阻尼方法来对输出lcl滤波器谐振峰进行抑制。相比传统电容电流反馈有源阻尼法，无需额外的传感器，充分发挥高频sic光伏并网逆变器的功率密度高的优势。

在并网电流反馈有源阻尼方法的基础上，考虑到传统比例电压前馈控制在弱电网下产生的稳定性问题，采用二阶微分环节以及比例环节共同实现电网电压前馈以完全消除弱电网阻抗对高频逆变器稳定性的影响。

考虑到电网背景电压谐波以及电流参考指令中存在谐波的问题，将电流基波与谐波分别独立控制，采用基于奇数次内模的重复准pr的电流控制器来解决电网背景谐波与指令参考谐波共同造成的输出电流畸变问题。

以上所述仅是弱电网下高频sic光伏并网逆变器的复合鲁棒控制方法的优选实施方式，弱电网下高频sic光伏并网逆变器的复合鲁棒控制方法的保护范围并不仅局限于上述实施例，凡属于思路下的技术方案均属于本发明的保护范围。应当指出，对于本技术领域的技术人员来说，在不脱离本发明原理前提下的若干改进和变化，这些改进和变化也应视为本发明的保护范围。