开关变换器的检测电路和控制电路的制作方法

本发明涉及一种电力电子技术，更具体地说，涉及一种应用于开关变换器的检测电路和控制电路。

背景技术：

通常，为实现对开关变换器的控制，需要检测其输出电压和输出电流。现有技术中，一般需要两个引脚来分别实现电压检测和电流检测，如图1所示，以boost变换器为例，电阻rs串联在负载支路上，以在引脚ifb端输出检测的输出电流信号，电阻r1和r2串联后与boost变换器的输出端并联连接，以经分压后在引脚ufb端输出检测的输出电压信号。上述检测方式需要两个检测输出引脚，使得芯片引脚数量增多，且占用面积大，不利于芯片的集成化。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明提供了一种开关变换器的检测电路和控制电路，以解决现有的检测方式引脚多的问题。

第一方面，提供一种开关变换器的检测电路，包括：

第一检测模块，具有第一端和与参考地相连的第二端，用以在所述开关变换器的功率管处于导通状态时检测所述开关变换器的输出电流；以及

第二检测模块，与所述第一检测模块的所述第一端相连，在所述功率管处于关断状态时，与所述第一检测模块共同检测所述开关变换器的输出电压，并产生一检测信号。

优选地，所述第一检测模块包括第一电阻，串联连接在所述开关变换器的功率管的源极和参考地之间。

优选地，所述第二检测模块包括：

第二和第三电阻，经串联后并联连接在所述功率管的两端，其中所述第二和第三电阻的公共连接点输出检测信号。

优选地，所述检测电路还包括：

处理模块，受所述开关变换器的功率管的开关状态控制，根据所述检测信号生成表征所述开关变换器的输出电流的电流检测信号和表征所述开关变换器的输出电压的电压检测信号。

优选地，所述处理模块包括第一处理模块和第二处理模块，其中所述第一处理模块包括第一开关管，其在所述功率管由导通变为关断时使得所述检测信号通过；所述第二处理模块包括第二开关管，其在所述功率管关断时使得所述检测信号通过。

优选地，所述第一处理模块和所述第二处理模块还分别包括计算模块以接收所述检测信号，并根据所述检测信号产生所述电流检测信号和所述电压检测信号，其中所述开关变换器工作于断续或临界连续模式。

优选地，所述功率管在一个开关周期内的导通时间和/或电感电流为零的时间。

优选地，所述第一检测模块包括第一电阻，串联连接在负载与参考地之间。

优选地，所述第二检测模块包括：

第二和第三电阻，串联后并联连接在所述功率管的漏极和所述第一电阻的第一端，其中所述第二和第三电阻的公共连接点输出检测信号。

优选地，所述处理模块包括第一处理模块和第二处理模块，其中所述第一处理模块包括第一开关管，其在所述功率管导通时使得所述检测信号通过；所述第二处理模块包括第二开关管，其在所述功率管关断时使得所述检测信号通过。

优选地，所述第二处理模块根据所述检测信号和所述第一处理模块产生的所述电流检测信号，产生所述电压检测信号。

第二方面，提供了一种开关变换器的控制电路，包括：

如上任一项所述的检测电路；

电压比较器，根据输出电压基准和所述电压检测信号得到第一控制信号；

电流比较器，根据输出电流基准和所述电流检测信号得到第二控制信号，其中

根据所述第一控制信号和所述第二控制信号控制所述开关变换器中功率管的开关状态。

第三方面，提供了一种开关变换器，包括：

主功率电路，以及

如上所述的控制电路，其中所述主功率电路包括至少一个功率管。

本发明公开了一种用于开关变换器的采样电路和控制电路，通过仅采用一个检测输出引脚，既实现对开关变换器输出电压的检测，同时也实现对开关变换器输出电流的检测，减少了引脚的数量，便于集成在芯片中，以减少体积和成本。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1为现有技术中的开关变换器的检测电路的电路图；

图2为本发明第一实施例的开关变换器的检测电路的第一和第二检测模块电路图；

图3为本发明第一实施例的检测电路工作原理波形图；

图4为本发明第一实施例的检测电路的处理模块的电路图；

图5为本发明第二实施例的检测电路的第一和第二检测模块电路图；

图6为本发明第二实施例的检测电路的工作原理波形图；

图7为本发明第三实施例的检测电路的第一和第二检测模块电路图；

图8为本发明第三实施例的检测电路的工作原理波形图；

图9为本发明第四实施例的开关变换器的检测电路的电路图；

图10为本发明第四实施例的检测电路的处理模块电路图；以及

图11为本发明实施例的控制电路的结构框图。

具体实施方式

以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

图2为本发明第一实施例的检测电路的第一和第二检测模块电路图。如图2所示，以开关变换器为buck变换器为例，第一检测模块包括第一电阻rs，第二检测模块包括第二电阻r1和第三电阻r2。第一电阻rs串联连接在功率管q1的源极和参考地之间，第二电阻r1和第三电阻r2串联后，再与功率管q的两端并联连接，其公共连接点输出检测信号fb。

图3为本发明第一实施例的检测电路工作原理波形图，从上至下依次为驱动信号vg，流过功率管的电流iq，以及功率管的漏极电压vd。当驱动信号vg为高电平时，功率管q导通，输入电压为负载提供能量，功率管q流过的电流iq线性上升，功率管的漏极电压vd即为在第一电阻rs上产生的压降，因此检测信号fb此时为第一电阻rs上产生的压降。当功率管q关断之前，电流iq达到最大值ip。此后驱动信号vg为低电平，功率管q关断，功率管q承受的电压为输入电压vin，由于没有电流流过功率管q，电流iq降为零，且漏极电压vd即为输入电压vin。相应地，此时检测信号fb为经第二电阻r1和第三电阻r2分压后得到的与漏极电压vd即输入电压vin成比例的信号。

图4为本发明第一实施例的检测电路的处理模块的电路图。如图4所示，处理模块包括第一处理模块和第二处理模块，第一处理模块包括第一开关k1和计算模块vfb1，第二处理模块包括第二开关k2和计算模块vfb2。其中第一开关k1在驱动信号vg由高电平(“1”)变为低电平(“0”)时受控导通，以允许检测信号fb通过。由上述分析可知，在buck变换器中，此时检测信号fb表征流经功率管的电流iq的最大值ip在第一电阻rs上的压降(即ip*rs)。计算模块vfb1接收检测信号fb，产生电流检测信号vi。第二开关k2在驱动信号vg为低电平(“0”)时受控导通，以允许检测信号fb通过。由上述分析可知，此时检测信号fb表征与输入电压vin成比例的信号。计算模块vfb2接收检测信号fb，产生电压检测信号vf。

在该实施例中，检测信号fb在驱动信号vg由高电平变为低电平时，为流经功率管的电流iq的最大值ip在第一电阻rs上的压降(即ip*rs)。若开关变换器工作于临界连续模式，则输出电流io的表达式为：

io＝ip/2(1)

因此检测信号fb与输出电流io成比例，直接可以表征输出电流io，从而计算模块vfb1中无需再经额外的运算即可以直接将电流检测信号vi输出。若开关变换器工作于断续模式，由于输出电流io的表达式为：

io＝ip*(t-t0)/(2t)＝ip*k1(2)

式中t为开关周期，t0为电感电流为零的时间。因此计算模块vfb1除了接收检测信号fb外，还需要将检测信号fb按上式计算(即与k1相乘)，从而得到与输出电流成比例的电流检测信号vi以表征输出电流io。

在该实施例中，检测信号fb在驱动信号vg为低电平时表征与输入电压vin成比例的信号。若开关变换器工作于临界连续模式，则输出电压的表达式为：

vo＝ton*vin/t(3)

因此计算模块vfb2接收检测信号fb，并将其在计算模块vfb2中按式(3)进行运算(即乘以ton/t)后，从而得到电压检测信号vf，以表征输出电压vo。若开关变换器工作于断续模式，则输出电压vo的表达式如下：

vo＝vin*ton/(t-t0)(4)

从上式可以看出，输出电压vo不仅与输入电压vin有关，还与导通时间ton、开关周期t以及电感电流为零的时间t0有关。因此需要将接收到的检测信号fb在计算模块vfb2中按式(4)进行相应运算后，得到电压检测信号vf并将其输出。

图5为本发明第二实施例的检测电路的第一和第二检测模块电路图。本实施例中以反激变换器为例，如图5所示，其第一和第二检测模块与上述第一实施例相同，第一检测模块包括第一电阻rs，第二检测模块包括第二电阻r1和第三电阻r2。第一电阻rs串联连接在功率管q1的源极和输入端参考地之间，第二电阻r1和第三电阻r2串联，且与功率管q的两端并联连接，其公共连接点输出检测信号fb。

图6为本发明第二实施例的检测电路的工作原理波形图。如图6所示，从上至下依次为驱动信号vg，原边绕组电流i1，副边绕组电流i2以及功率管的漏极电压vd。当驱动信号vg为高电平时，功率管q导通，原边绕组电流i1线性上升，并在第一电阻rs上产生压降，即为功率管的漏极电压vd，因此检测信号fb此时为第一电阻rs上产生的压降。当功率管q由导通变为关断前，原边绕组电流i1达到最大值ip。此后驱动信号vg为低电平，功率管q关断，副边绕组电流i2由峰值ip*n线性下降，其中n为变压器原副边的匝比。此时功率管q承受的电压为vin+nvo，。由于没有电流流过功率管q，原边绕组电流i1降为零，漏极电压vd在此阶段为vin+nvo。因此，此时检测信号fb为经第二电阻r1和第三电阻r2分压后得到的与漏极电压vd，即vin+nvo成比例的信号。

在该实施例中，检测电路的处理模块与第一实施例中相同，不作详细描述。不同的是，当驱动信号vg由高电平跳变为低电平时，若反激变换器工作于临界连续模式，则输出电流io＝n*ip*(t-ton)/2t，因此计算模块vfb1将接收到的检测信号fb按上式运算后输出，以产生与输出电流io成比例的电流检测信号vi，以表征输出电流io。若反激变换器工作于断续模式，则输出电流io的表达式为：

io＝n*ip*(t-ton-t0)/2t(5)

从上式可以看出，此时输出电流io除了与电流最大值ip有关，还与导通时间ton、开关周期t以及电感电流为0的时间t0有关。因此计算模块vfb1将接收到的检测信号fb经式(5)运算后，得到电流检测信号vi，以表征输出电流io。

当驱动信号vg为低电平时，检测信号fb此时为与漏极电压vd成比例的值，即与(vin+nvo)成比例。当反激变换器工作于临界连续状态时，由于ton/t＝nvo/(vin+nvo)，因此计算模块vfb2将接收到的检测信号fb与ton/t相乘后输出，即得到表征输出电压vo的电压检测信号vf。当反激变换器工作于断续状态时，输出电压vo的表达式为：

同样，输出电压vo除了与检测信号fb有关，还与导通时间ton、开关周期t和电感电流为0的时间t0有关。因此计算模块vfb2将接收的检测信号fb经式(6)进行运算后得到与输出电压vo成比例的电压检测信号vf，以表征输出电压vo。

图7为本发明第三实施例的检测电路的第一和第二检测模块电路图。本实施例中以boost变换器为例，如图7所示，其第一和第二检测模块与上述第一实施例相同，第一检测模块包括第一电阻rs，第二检测模块包括第二电阻r1和第三电阻r2。第一电阻rs串联连接在功率管q1的源极和参考地之间，第二电阻r1和第三电阻r2串联，且与功率管q的两端并联连接，其公共连接点输出检测信号fb。

图8为本发明第三实施例的检测电路的工作原理波形图。如图8所示，从上至下依次为驱动信号vg，流经功率管的电流iq以及功率管的漏极电压vd。当驱动信号vg为高电平时，功率管q导通，电流iq线性上升，并在第一电阻rs上产生压降，即为功率管的漏极电压vd，因此检测信号fb此时为第一电阻rs上产生的压降。当功率管q由导通变为关断前，电流iq达到最大值ip。此后驱动信号vg为低电平，功率管q关断，电感释放能量给负载，此时功率管q承受的电压为输出电压vo，由于没有电流流过功率管q，电流iq降为零，且漏极电压vd在此阶段为输出电压vo。相应地，此时检测信号fb为经第二电阻r1和第三电阻r2分压后得到的与输出电压vo成比例的信号。

在该实施例中，检测电路的处理模块与第一实施例中相同。不同的是，当驱动信号vg由高电平跳变为低电平时，当boost变换器工作于临界连续模式，则输出电流的表达式为：

io＝ip*(t-ton)/2t(7)

因此计算模块vfb1将接收到的检测信号fb按式(7)运算后输出，以产生电流检测信号vi表征输出电流io。若boost变换器工作于断续模式，则输出电流io为：

io＝ip*(t-ton-t0)/2t(8)

因此计算模块vfb1将接收到的检测信号fb经式(8)运算后电流检测信号vi，以表征输出电流信息。

当驱动信号为低电平时，无论boost变换器工作于何种模式，检测信号fb均与输出电压vo成比例。因此检测信号fb被计算模块vfb2接收后，无需经过运算即可直接输出，从而产生电压检测信号vf以表征输出电压vo。

应理解，除了本发明所提出的检测电路不限于仅用在上述实施例中，其他开关变换器中也同样适用，只是连接位置以及计算模块的运算过程根据不同开关变换器的拓扑及工作原理的不同而有所变化。

优选地，图9给出了本发明第四实施例的开关变换器的检测电路的电路图。以boost变换器为例进行说明。如图9所示，第一电阻rs串联连接在负载与参考地之间，第二电阻r1和第三电阻r2串联后连接在功率管q的漏极和第一电阻rs远离参考地的一端。第二电阻r1和第三电阻r2的公共连接点输出检测信号fb。

参考图8，当驱动信号vg为高电平时，功率管q导通，此时第二电阻r1的第一端相当于与参考地相连，因此检测信号fb检测到的值为：

fb＝io*rs*r1/(r1+r2)(9)

其中电阻r1和r2的数量级为kω以上，而电阻rs的数量级为mω以下，因此电阻r1和r2远大于电阻rs，且第二电阻r1通常是第三电阻r2的10倍以上，所以r1/(r1+r2)近似为1，因此检测信号fb相当于为第一电阻rs上的压降，即io*rs。当驱动信号vg为低电平时，功率管q关断，此时第二电阻r1和第三电阻r2两端的电压为vo-io*rs，由于第一电阻rs上的压降很小，所以第二电阻r1和第二电阻r2两端的电压近似为vo，因此检测信号fb的值为：

fb＝r2/(r1+r2)*vo+io*rs(10)

图10给出了本发明第四实施例的检测电路的处理模块电路图。同样，处理模块包括第一处理模块和第二处理模块，第一处理模块包括第一开关k1，在驱动信号vg为高电平(“1”)时受控导通以使得检测信号fb通过，第二处理模块包括第二开关k2，在驱动信号vg为低电平时受控导通以使得检测信号fb通过。第二处理模块将接收到的检测信号fb与第一处理模块的电流检测信号vi的差值输出，产生电压检测信号vf。与与第一实施例的处理模块不同的是，其无需计算模块vfb1和vfb2。如上所述，驱动信号vg为高电平时，检测信号fb与输出电流io成比例，因此其无需经过额外的运算，即可直接输出检测信号fb，以表征输出电流io的信息。当驱动信号vg为低电平时，由于此时检测信号为：

fb＝kvo+io*rs(11)

其中k＝r2/(r1+r2)，而第一电阻rs上的压降io*rs是第一处理模块1输出的电流检测信号vi，因此，此时由检测信号fb与电流检测信号vi的差值即可得到电压检测信号vf，以表征输出电压vo的信息。

图11为本发明实施例的控制电路的结构框图。如图11所示，控制电路包括检测电路、第一比较器cmpr1、第二比较器cmpr2以及pwm控制器。检测电路接收检测信号fb，其中根据上述实施例的描述，检测电路在不同开关变换器中的应用可以有不同结构，而产生电流检测信号vi和电压检测信号vf。第一比较器cmpr2和第二比较器cmpr2的第一端分别为电流基准信号visen和电压基准信号vvsen，第二端分别接收电流检测信号vi和电压检测信号vf，并分别向pwm控制器输出第一控制信号g1和第二控制信号g2以控制开关变换器中功率管的开关状态。应理解，本发明仅给出一种控制电路，根据开关变换器控制方式的不同，检测电路输出的电流检测信号vi和电压检测信号vf可以在控制环路中具有不同的作用及连接方式。

综上所述，本发明提出的开关变换器的检测电路和控制电路，仅采用一个检测输出引脚，既可以实现对开关变换器的输出电压的检测，同时也可以实现对开关变换器的输出电流的检测，减少了引脚数量，便于集成在芯片中，以减少体积和成本。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。