交错并联Buck电源控制电路及其控制方法与流程

本发明涉及交错并联buck电源控制电路及其控制方法，属于变换器变频移相技术领域。

背景技术：

目前，传统的两路电源模块并联控制算法中多采用dsp内部的相移寄存器来控制相位调节算法，如果有两路电源需要并联控制的时候，需要涉及到并联移相控制，移相控制并联的优势是可以减小电流纹波和减小滤波器的体积。

采用dsp控制的数字电源中，现有的移相控制算法基本采用基于dsp内部提供的相移寄存器来进行操作，这种方法在并联模式下需要根据周期值去计算移相180°角度所需的移相值，然后重新装载到移相寄存器中，该方法计算比较复杂，且每次运算不仅要重新装载周期寄存器的值，还需要重新装载相移寄存器的值。

技术实现要素：

目的：为了克服现有技术中存在的不足，本发明提供一种交错并联buck电源控制电路及其控制方法。

技术方案：为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案为：

一种交错并联buck电源控制电路，包括：两路并联dc/dc变换电路、数字电源控制器dsp、驱动隔离放大电路，所述两路并联dc/dc变换电路分别与电源e、电阻r相连接，所述数字电源控制器dsp发送两路相位相差180°的驱动信号，经驱动隔离放大电路后用于控制两路并联dc/dc变换电路。

作为优选方案，所述两路并联dc/dc变换电路包括：第一mos管s1、第二mos管s2，第一二极管d1、第二二极管d2，第一电容c1、滤波电容co，第一电感la、第二电感lb；第一mos管s1的s极连接到第一二极管d1的k级；第一mos管s1的d级连接第一电容c1的一端，与电源e的一端相连；第二mos管s2的s级连接第二二极管d2的k级，第二mos管s2的d级连接电容c1的一端，与电源e的一端相连，电容c1的另一端与第一二极管d1、第二二极管d2的a级相连接后与电源e的另一端相连；第一电感la的一端与第一mos管s1的s极相连，另一端与输出滤波电容co相连；第二电感lb的一端与第二mos管s1的s极相连，另一端与输出滤波电容co相连，滤波电容co另一端与第二二极管d2的a级相连接，电阻r与滤波电容co相并联。

作为优选方案，所述驱动隔离放大电路输出端g1与第一mos管s1的g极和s极相连接，输出端g2与第二mos管s2的g极和s极相连接。

作为优选方案，mos管可用igbt、可控硅替代。

一种交错并联buck电源控制电路的控制方法，包括如下步骤：

步骤1：数字电源处理器dsp内部自动生成两个同一相位的三角载波vr1和三角载波vr2；

步骤2：第一路驱动信号pwm1采用的占空比值为cmp1=d*prd，d为dsp计算得到的需要输出的占空比值，prd为设定的mos管开关周期值，pwm1的占空比cmp1值在周期过零时刻进行装载；

步骤3：第二路驱动信号pwm2采用的占空比值为cmp2=(1-d)*prd；prd为设定的mos管开关周期值，pwm2的占空比cmp2值在周期最大时刻进行装载；

步骤4：pwm1采用高电平有效模式，即计数寄存器大于比较寄存器cmp1值时输出高电平，pwm2采用低电平有效模式，计数寄存器大于比较寄存器cmp1值时输出低电平，pwm1占空比中心点在三角载波vr1最大时刻，pwm2占空比中心点在三角载波vr20时刻。

作为优选方案，所述mos管开关周期值设置为变频开关周值。

有益效果：本发明提供的一种交错并联buck电源控制电路及其控制方法，只需要调整dsp内部的周期寄存器的值，而不需要运用相移控制寄存器，算法更简单。其算法简单有效，可以减少dsp内部在变频过程中同时相移180°操作的算法时间和出错概率，可以减少代码长度，提高算法效率和可靠性。

附图说明

图1是本发明的应用电源模块的结构框图；

图2是本发明的应用举例用电源模块的结构框图；

图3是本发明的取代的传统的移相180°算法的示意图；

图4是本发明的一种固定频率移相180°算法的示意图；

图5是本发明的一种新的变频率移相180°算法的示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作更进一步的说明。

如图1-2所示，一种交错并联buck电源控制电路，包括：两路并联dc/dc变换电路、数字电源控制器dsp、驱动隔离放大电路，所述两路并联dc/dc变换电路分别与电源e、电阻r相连接，所述数字电源控制器dsp发送两路相位相差180°的驱动信号，经驱动隔离放大电路后用于控制两路并联dc/dc变换电路。并联电源dc/dc变换电路需要两路相位相差180°的驱动信号，这样输出电流纹波可以减小一半，并有效的减小电感值和电感体积，减小输出滤波电容的容值。

所述两路并联dc/dc变换电路包括：第一mos管s1、第二mos管s2，第一二极管d1、第二二极管d2，第一电容c1、滤波电容co，第一电感la、第二电感lb；第一mos管s1的s极连接到第一二极管d1的k级；第一mos管s1的d级连接第一电容c1的一端，与电源e的一端相连；第二mos管s2的s级连接第二二极管d2的k级，第二mos管s2的d级连接电容c1的一端，与电源e的一端相连，电容c1的另一端与第一二极管d1、第二二极管d2的a级相连接后与电源e的另一端相连；第一电感la的一端与第一mos管s1的s极相连，另一端与输出滤波电容co相连；第二电感lb的一端与第二mos管s1的s极相连，另一端与输出滤波电容co相连，滤波电容co另一端与第二二极管d2的a级相连接，电阻r与滤波电容co相并联。

所述驱动隔离放大电路输出端g1与第一mos管s1的g极和s极相连接，输出端g2与第二mos管s2的g极和s极相连接。

如图3所示，传统的要实现dsp输出相移180°的产生方法是，dsp内部通过移相控制寄存器phs得到两个相移180°的三角载波vr1和vr2，然后用相同的占空比cmp值与三角载波进行比较，得到两路相差180°的pwm信号，dsp输出的pwm1和pwm2信号相移180°。

如图4所示，一种交错并联buck电源控制电路固定频率控制方法，具体步骤如下：

步骤1：数字电源处理器dsp内部自动生成两个同一相位的三角载波vr1和三角载波vr2；

步骤2：第一路驱动信号pwm1采用的占空比值为cmp1=d*prd，d为dsp计算得到的需要输出的占空比值，prd为设定的mos管开关周期值，pwm1的占空比cmp1值在周期过零时刻进行装载；

步骤3：第二路驱动信号pwm2采用的占空比值为cmp2=(1-d)*prd；prd为设定的mos管开关周期值，pwm2的占空比cmp2值在周期最大时刻进行装载；

步骤4：pwm1采用高电平有效模式，即计数寄存器大于比较寄存器cmp1值时输出高电平，pwm2采用低电平有效模式，计数寄存器大于比较寄存器cmp1值时输出低电平，pwm1占空比中心点在三角载波vr1最大时刻，pwm2占空比中心点在三角载波vr20时刻。

如图5所示，一种交错并联buck电源控制电路变频率控制方法，具体步骤如下：

步骤1：数字电源处理器dsp内部自动生成两个同一相位的三角载波vr1和三角载波vr2；

步骤2：第一路驱动信号pwm1采用的占空比值为cmp1=d*prd1，d为dsp计算得到的需要输出的占空比值，prd1为t0时刻mos管变频第一周期值，pwm1占空比cmp1的值在mos管变频第一周期值过零时刻进行装载；

步骤3：第二路驱动信号pwm2采用的占空比值为cmp2=（1-d）*prd1，prd1为t0时刻mos管变频第一周期值，pwm2占空比cmp2的值在mos管变频第一周期值最大时刻进行装载；

步骤4：pwm1采用高电平有效模式，即计数寄存器大于比较寄存器cmp1值时输出高电平，pwm2采用低电平有效模式，即计数寄存器大于比较寄存器cmp1值时输出低电平，pwm1占空比中心点在三角载波vr1最大时刻，pwm2占空比中心点在三角载波vr20时刻，在下一时刻t2，当mos管频率周期值变成prd2时，重复步骤1到步骤4即可实现变频情况下的pwm1和pwm2相移180°。

实施例：

电源100，当并联电源模块101开始工作给电阻负载102供电时，需要dsp控制系统104输出两个相移180°的驱动信号pwm1和pwm2，然后经过驱动电路103输出到电源模块101，控制电路的运行。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。