应用谐波电流的无线电能传输系统的获取方法与流程

本发明涉及无线电能传输
技术领域：
，尤其涉及一种应用谐波电流的无线电能传输系统的获取方法。
背景技术：
：近年来，无线电能传输系统技术的研究越来越受到研究学者的关注。电感式电能传输技术(ipt)已经成熟，并成功应用于多个电动汽车系统。电动汽车使用ipt技术时，需要将初级绕组埋在路面下面，然而在现有道路安装铁磁芯需要大量时间，对于磁芯结构的要求很高。在拓扑结构上，一般的无线电能传输系统使用相移-全桥(psfb)拓扑。但是，这种拓扑结构很容易受滤波器的影响。同时，无线电能传输系统在实际使用中存在大漏电感，很难直接应用相移-全桥拓扑。针对这些问题，我们采用具有谐振槽的拓扑结构，例如llc和串联谐振转换器(src)，使其不受滤波器的影响，而且体积也比较小。并且src中的谐振电容器可以用作抵消谐振频率下的漏电感的补偿电容器。采用改进的拓扑结构将具有一些优点，但是谐振回路元件的尺寸仍受系统频率的限制。为了解决这个问题，我们将系统设计为其中一种谐波。当谐波电流作为电力载波时，系统频率增加到三倍，五倍，甚至更高，而开关频率保持不变。因此，src中的谐振元件可以减少到1/3、1/5甚至更小。技术实现要素：本发明的目的在于克服现有技术之缺陷，提供了一种应用谐波电流的无线电能传输系统的获取方法，能够改善高电压高电流绝缘栅双极型晶体管(igbt)的频率限制，极大地减小了谐振网络的尺寸，减小了系统的体积。通过利用谐波系统的设计，可将软开关的工作负载范围从30％提高到100％。本发明是这样实现的：本发明提供一种应用谐波电流的无线电能传输系统的获取方法，包括以下步骤：s1.电路拓扑结构设计，在相移-全桥拓扑电路的基础上使用llc串联谐振转换器(llc-src)，全桥电路的输出电压υh是准方波，其傅立叶级数展开式表示为：vin表示全桥输入电压，如果谐振频率恰好是开关频率的n倍，则选择n次谐波，t为周期，d为全桥中开关管的占空比；s2.进行互感参数设计，选择磁芯尺寸和形状确定互感系数；s3.进行品质因数q设计，利用电磁场分析软件建立有限元分析模型，用参考相量来表示电流，依照电路结构图计算得到品质因数q的计算公式；s4.进行次级绕组侧匝数n2设计，由于次级绕组侧匝数n2是所述品质因数q的计算公式中的唯一变量，ω0表示系统运行的角频率，rac表示负载电阻，lp0为初级侧线圈的电感，ls0为次级侧线圈的电感，m0为初级线圈和次级线圈的耦合电感，当含有n2的两项表达式相等时，品质因数q达到最小值，选取合适的n2；s5.进行初级绕组侧匝数n1设计，根据输出额定功率和谐波载波的顺序选择n1，在无损模型中应用功率平衡，得到功率公式，由于整个谐振网络的阻抗zh2在满负荷时具有电阻性，通过求解功率，计算得到初级绕组侧匝数n1的值；s6.在计算初级绕组侧匝数n1和次级绕组侧匝数n2之后，基于品质因数q的判断，进行近似优化的设计，调整n2和n1的匝数来找到最佳点；s7.检查变压器是否足够大以容纳所有绕组，如果不符合，则更改为更大的磁芯结构，并重复从s2开始的步骤。作为优选，第n次谐波的大小表示为:υiac表示初级线圈两端电压，υnth表示n次谐波电压，vdc表示逆变器的输入电压，在无损模型中应用功率平衡，得到输出功率p0：zh2表示整个谐振网络的阻抗，zh2在满负荷时具有电阻性，rh2表示zh2在满负荷时具有的电阻性值，通过求解输出功率p0，得到初级绕组侧匝数n1的值：作为优选，所述磁芯选择i型芯结构。作为优选，所述电磁场分析软件采用ansoftmaxwell软件。作为优选，所述有限元分析模型为单匝模型。本发明具有以下有益效果：1、本发明提供的应用谐波电流的无线电能传输系统的获取方法能够改善高电压高电流绝缘栅双极型晶体管(igbt)的频率限制，极大地减小了谐振网络的尺寸，减小了系统的体积。通过利用谐波系统的设计，可将软开关的工作负载范围从30％提高到100％。附图说明为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。图1为本发明实施例提供的电感式电能传输系统的总体原理图；图2为本发明实施例提供的电感式电能传输系统的总体原理图的简化图；图3为本发明实施例提供的开关s1、s2、s3、s4输出的脉冲宽度调制(pwm)波形图；图4为本发明实施例提供的h桥输出电压υh及h桥输出的一次谐波v1、三次谐波v3、五次谐波v5的电压波形图；图5为本发明实施例提供的一次谐波v1输出到输入电压增益与频率关系的曲线图；图6为本发明实施例提供的三次谐波v3输出到输入电压增益与频率关系的曲线图；图7为本发明实施例提供的五次谐波v5输出到输入电压增益与频率关系的曲线图；图8为本发明实施例提供的υh的谐波分量图(n代表谐波次数)；图9为本发明实施例提供的υoac作为示例的三次谐波分量图；图10为本发明实施例提供的无线电能传输系统fea模型；图11为本发明实施例提供的无线电能传输系统单匝模型简化图；图12为本发明实施例提供的从次级侧看谐振频率的等效电路(a)图(无绕组电阻)；图13为本发明实施例提供的从次级侧看谐振频率的等效电路(b)图(无绕组电阻)；图14为本发明实施例提供的电阻阻抗固定(zh2)和匝数固定(n1＝5，n2＝20)的情况下，电压增益、品质因数和ks的曲线图；图15为本发明实施例提供的ks＝1时，不同kp下h桥的初级侧电流相位与频率关系曲线图；图16为本发明实施例提供的次级绕组匝数n2(vin＝190v，n1＝5，rl＝40ω)固定的情况下，最大功率和曲线图。具体实施方式下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。如图1-图16，本发明实施例提供一种应用谐波电流的无线电能传输系统的获取方法，包括s1.电路拓扑结构设计：在相移-全桥拓扑的基础上使用llc串联谐振转换器(llc-src)，所述llc-src中的谐振电容器可以用作抵消谐振频率下的漏电感的补偿电容器；s2.进行互感参数设计：选择磁芯尺寸和形状确定互感系数；s3.进行品质因数q设计：利用电磁场分析软件建立有限元分析模型，用参考相量来表示电流，依照电路结构图计算得到品质因数q的计算公式；s4.进行次级绕组侧匝数n2设计：由于次级绕组侧匝数n2是所述品质因数q的计算公式中的唯一变量，当含有n2的两项表达式相等时，q达到最小值，选取合适的n2；s5.进行初级绕组侧匝数n1设计：根据输出额定功率和谐波载波的顺序选择n1，在无损模型中应用功率平衡，得到功率公式，由于整个谐振网络的阻抗zh2在满负荷时具有电阻性，通过求解功率，计算得到初级绕组侧匝数n1的值；s6.在计算初级绕组侧匝数n1和次级绕组侧匝数n2之后，基于q的判断，我们有一个近似优化的设计，调整n2和n1的匝数来找到最佳点；s7.检查变压器是否足够大以容纳所有绕组，如果不符合，则更改为更大的磁芯结构，并重做从s2开始的步骤，以上步骤并没有严格的次序关系。本发明提供的应用谐波电流的无线电能传输系统的获取方法能够改善高电压高电流绝缘栅双极型晶体管(igbt)的频率限制，极大地减小了谐振网络的尺寸，减小了系统的体积。通过利用谐波系统的设计，可将软开关的工作负载范围从30％提高到100％。进行品质因数q设计时，漏电感可由谐振电容器补偿，一旦选择了磁芯尺寸和形状，互感就是固定的。作为优选，在本发明中我们选择i型芯结构。在此基础上，利用ansoftmaxwell软件建立有限元分析模型，建立单匝模型，用参考相量来表示电流，依照结构图计算得到品质因数q。进行次级绕组侧匝数n2设计时，由上一步计算得来的q公式，由于n2是公式中的唯一变量，当含有n2的两项表达式相等时，q达到最小值。因此，选取合适的n2。进行初级绕组侧匝数n1设计时，根据输出额定功率和谐波载波的顺序选择n1。在无损模型中应用功率平衡，得到功率公式，由于zh2在满负荷时具有电阻性，通过求解功率，计算得到初级绕组侧匝数n1的值。ipt原型的总体原理图如图1，其中虚线框部分代表谐振网络(带通滤波器)。将图1简化成图2，图2中，cp、lkp和lm组成llc谐振电路。h桥逆变器简化为电压源υh，负载的等效交流电阻rac(从输出整流器的输入侧看)如下：rl表示图1中接收端的负载电阻，图2中n等于n2/n1，rp和rs分别是初级和次级侧绕组的交流电阻。图2中的次级绕组元件分别对应到初级绕组侧。为简单起见，我们假设n＝1，rp＝rs＝0。由于绕组的松散耦合，lkp和lks至少是lm的10倍，其中，lkp是原llc谐振电路中的电感之一，lks是次级侧lc谐振电路中的电感，lm是原llc谐振电路中的另一电感，初级侧谐振电容器cp和次级侧的谐振电容器cs是通过补偿泄漏电感来确定谐振频率的补偿电容。例如，如图2所示，阻抗(zp和zs)在共振频率时为零。因此，改变cp和cs实际上改变了共振频率。在表1带通滤波器的参数中，我们选择50khz的共振频率，并选择了lm＝5μh进行演示。表1.带通滤波器的参数lkp＝lks＝10lm＝50μhcp＝cs＝200nfω＝2πfre＝2π50khzrac＝0.1ωlm,ωlm,10ωlm表一中fre为共振频率，其它符号的意思同上，h桥的每相支路以50％的互补占空比工作，两支路之间的相移实际上控制着输出电压υh，如图3-如图4所示，当门信号s1和s4工作时，υh等于输入电压vin。当s2和s3工作时，υh等于-vin。这两种状态称为有源状态，因为直流源与谐振网络之间存在能量交换。其余的状态被标记为零状态，要么上开关全打开，要么下开关全打开。能量在谐振网络内循环，而负载在零状态下持续消耗功率，全桥即h桥的输出电压(图1中的υh)是准方波，并且谐波丰富，其傅立叶级数展开式表示为：vin表示h桥输入电压，其一次谐波v1，三次谐波v3和五次谐波v5波形如图4所示。当sin(nπd)等于1时，它们最大幅值均为因此，第n次谐波仅有直流母线电压的由于谐振网络的尖峰特征(带通滤波器特征)，只有谐振频率分量i1(图1中标示)可以传递到转换器的次级侧，而其他频率分量被大阻抗滤除。因此，如图5，如果谐振频率等于h桥的输出电压υh的基波频率，则src的次级侧的功率由基波频率承载。此外，如图6所示，如果谐振频率恰好是开关频率的三倍，则选择三次谐波；如图7所示，如果谐振频率是开关频率的五倍，则选择五次谐波等等，在图5-7中，voac为负载两端电压，vs为图1中最左边的交流输入电压。如图8-9，所示三次谐波的例子，只有在输出端获取所选择的谐波，谐振网络中的无源元件主要是处理可以减少尺寸和重量的三次谐波分量，图9中选取傅立叶级数展开式中的d＝0.33，rac＝ωlm。(1)品质因数q对于磁芯结构的选择，我们选择i型芯结构，这种结构可以减少施工时间并且定位性能好。利用ansoftmaxwell软件建立有限元分析(fea)模型，如图10所示，包括初级磁性1，原边绕组2，二次侧磁芯3，二次侧绕组4。如图11，在这个单匝模型中，无论是单匝自感还是单匝互感都可以通过仿真实现，可以标记为lp0，ls0，m0，其中，lp0为初级侧线圈的电感，ls0为次级侧线圈的电感，m0为初级线圈和次级线圈的耦合电感。在这一阶段，我们忽略估计近似最佳点的绕组电阻(我们在后续的设计中将证明，绕组阻值在最终优化过程中有很大作用，但不改变选择n1和n2)。图12表示从次级侧观察src的简化电路，viac为初级线圈两端的电压，voac为负载两端电压，为次级线圈两端的电压，i12表示通过次级线圈的总电流，im2表示通过次级侧谐振电路中电感的电流，rac表示负载电阻，i2表示通过负载的电流。补偿电容器的阻抗以谐振频率的电感的形式表示，我们得到：cp和cs是通过补偿泄漏电感来确定谐振频率的补偿电容，m0为初级线圈和次级线圈的耦合电感，n1表示初级绕组侧匝数，n2表示次级绕组侧匝数，参数kp和ks分别表示m0初级侧和次级侧的补偿深度，fre是共振频率，lp0为初级侧线圈的电感，ls0为次级侧线圈的电感。如果ks等于1，则它是次级侧的完全补偿。品质因数定义为：maxinmumenergystored表示存储的最大能量，powerdissipation表示功率损耗，功率损耗包括电阻功率损耗和输出功率损耗。这个定义不同于只考虑功率损耗q的传统定义。品质因数q越高，表明电路内部循环电能越多，因此存在高损耗和高应力。为了获得q的值，我们用i2(参考相量)来表示i12和im2，得到：i12表示通过次级线圈的总电流，im2表示通过次级侧谐振电路中电感的电流，i2表示通过负载的电流，rac表示负载电阻，其它符号意思同上，从图13中，我们可以计算出q：ω0表示系统运行的角频率，等于2πf,ecp、elkp、elm、elks、ecs分别表示cp、lkp、lm、lks、cs存储的最大能量，其它符号意思同上，在无线电能传输wpt应用中，lp0比m0大得多。因此，只考虑公式(7)中的变量ks，q的变化由分子的第一项决定。当ks等于1时，q被完全补偿，上式近似地给出最小q。此外，整个谐振网络的阻抗即图12中的zh2，应该是电阻性的，以便在满负荷时实现软开关。将整个谐振网络的阻抗zh2的虚部变为零，得到：公式中出现的符号意思同上，很明显，如果ks为1且电路简单对称，则kp为1。因此，q简化为：公式中出现的符号意思同上。(2)次级绕组侧匝数n2由于n2是公式(9)中的唯一变量，当含有n2的两项表达式相等时，即q达到最小值：公式中出现的符号意思同上，次级绕组侧匝数n2的值与初级侧的控制方法或者谐波载波的阶数无关。(3)初级绕组侧匝数n1根据输出额定功率和谐波载波的顺序选择n1。第n次谐波的大小表示为:υiac表示初级线圈两端电压，υnth表示n次谐波电压，vdc表示逆变器的输入电压(即全桥输入电压)，在无损模型中应用功率平衡，得到输出功率p0：zh2表示整个谐振网络的阻抗，依照之前所说，zh2在满负荷时具有电阻性。rh2表示zh2在满负荷时具有的电阻性值，通过求解(12)，我们得到初级绕组侧匝数n1的值：公式中出现的符号意思同上，在计算匝数之后，基于q的判断，我们有一个近似优化的设计。同时，调整n2和n1来找到最佳点。最后一步是检查利用率，看看变压器是否足够大以容纳所有绕组。如果不符合，则更改为更大的磁芯结构，并重做以上步骤。在本发明实施例中，我们考虑绕组电阻。选择三次谐波作为分析的例子。图14显示q的最小值发生在ks＝1.06，这证明了近似ks＝lin(7)。尽管这个最小值点稳定在最低电压增益附近，但是较低的品质因数q并且效率高则更为重要，并且可以通过调整n1来实现所需的电压增益。图15显示了kp对初级侧电流的影响，图15中，包括kp＝0的曲线5，kp＝0.5的曲线6，kp＝1的曲线7，中间竖着的虚线为谐振频率线8。0度以上为零电流切换，以下为零电压切换。为了实现零电压切换(zvs)，且开关关断电流较小，选择kp接近1。从h桥输出看的总阻抗应该是电感性的，kp越小，谐振网络阻抗电感性越强。同时，kp稍微小于1也可以在开关关断时实现零电流切换(zcs)。因此，选择kp为接近1的值。如图15可以看出，当kp较小时，在谐振频率处的角度越小，在1时角度为0，故稍微小于1可实现零电流切换。绕组电阻和半导体开关影响实际系统中的最大输出功率。通过考虑这些非理想因素，图16中绘出了最大功率和品质因数曲线。之前的近似最佳结果给出了线圈匝数n1＝5和n2＝17，当n2＝18时品质因数q最小，这受到绕组电阻的影响。然而，它的最大输出功率转换到一个比1kw的额定输出功率大的值，没有充分利用直流电压。由于n1是一个小整数，所以没有太多的余量调整n1。因此，我们牺牲对品质因数q的要求，输出功率在额定功率1kw时，将n2调节到20。总而言之，次级绕组侧ks＝1的全补偿有助于减少品质因数q值，并在初级绕组侧kp＝1提供相应的全补偿，确保在完全负载时进行软切换。根据磁芯结构和负载的参数，我们选择次级侧线圈匝数n2，初级侧转匝数n1由谐波载波和输出功率的振幅决定。以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。当前第1页12