本实用新型实施例涉及光伏发电技术领域，尤其涉及一种光伏发电系统。
背景技术：
太阳能作为一种新型清洁、可再生能源，是传统化石能源的重要的替代型能源。光伏发电系统是利用太阳能的常见形式，光伏发电系统主要由太阳电池板组件、控制器、逆变器以及储能装置几大部分组成。
由于光伏发电受天气影响比较大，且具有不稳定性，所以，相应的储能装置显得尤为重要，而且，随着光伏发电系统的迅速发展，以及各种具有冲击性功率的设备的增加，对光伏发电系统的储能装置提出了更高的要求。
现有的光伏发电系统要提高系统的整体效率，就需要实时调整光伏阵列的工作点，使之始终工作在最大功率左右，这一调整过程即为最大功率点跟踪（MaximumPower Point Tracking，MPPT），对应地采用MPPT控制器来实现这一调整过程。现有的MPPT控制器的控制原理和电路结构相对复杂。
此外，早期的光伏发电系统主要采用各种类型的蓄电池作为储能装置，蓄电池能量密度大，但也有功率密度小，充放电效率低，循环寿命短，对充放电过程敏感，大功率充放电和频繁充放电的适应性不强等缺陷。
技术实现要素：
本实用新型实施例要解决的技术问题在于，提供一种光伏发电系统，能高效实现最大功率点跟踪，并更有效地管理蓄电池和超级电容器，实现高效储能及供电。
为解决上述技术问题，本实用新型实施例提供如下技术方案：一种光伏发电系统，包括光伏电池组、MPPT控制器、直流母线、储能装置以及分别与所述MPPT控制器和储能装置相连以协调控制MPPT控制器和储能装置的工作状态的数据处理器，其中，
所述MPPT控制器与所述光伏电池组和直流母线相连，以将光伏电池组输出的电能进行处理后再输送至直流母线，所述MPPT控制器包括：
单向DC/DC主电路，连接于光伏电池组和直流母线之间，用于将光伏电池组输出的电能输送至直流母线；
光伏电池组电压电流采样滤波电路，连接所述光伏电池组，用于采集光伏电池组的电压和电流数据以形成并输出第一采样数据；
母线保护电路，连接于光伏电池组电压电流采样滤波电路，用于接收和处理所述第一采样数据并对应产生母线保护控制信号；和
第一驱动电路，连接于所述单向DC/DC主电路、母线保护电路和数据处理器，用于根据所述母线保护控制信号和数据处理器的控制指令产生驱动信号控制所述单向DC/DC主电路的工作状态；
所述储能装置包括并联于直流母线和数据处理器之间的两个储能模块，所述两个储能模块均包括可充放电的蓄电单元以及用于控制所述蓄电单元充放电的充放电控制器，其中一个储能模块的蓄电单元为蓄电池，而另一个储能模块的蓄电单元为超级电容器。
进一步地，所述单向DC/DC主电路为BUCK同步整流电路。
进一步地，所述母线保护电路包括：
母线过流保护电路，用于根据第一采样数据中的电流数据产生相应的母线保护控制信号；
母线欠压保护电路，用于根据第一采样数据中的电压数据产生相应的母线保护控制信号。
进一步地，所述充放电控制器包括：
双向DC/DC主电路，连接至蓄电单元和所述直流母线，以根据驱动信号接受直流母线输入的电能对蓄电单元进行充电或者将蓄电单元的电能输出至直流母线；
电压及电流采样滤波电路，连接至蓄电单元和所述数据处理器，用于对蓄电单元的电压和电流参数进行采样并输出第二采样数据；
蓄电单元保护电路，连接至电压及电流采样滤波电路以获得所述第二采样数据并在判断确定所述第二采样数据超出预定阈值时产生蓄电单元保护控制信号；以及
第二驱动电路，连接至所述双向DC/DC主电路、所述蓄电单元保护电路和所述数据处理器，用于根据所述数据处理器的控制指令以及所述蓄电单元保护控制信号产生驱动信号控制双向DC/DC主电路的工作状态。
进一步地，所述双向DC/DC主电路为BOOST/BUCK升降压电路。
进一步地，所述电压及电流采样滤波电路又包括：
用于对蓄电单元的电压参数进行采样并滤除谐波的电压采样滤波电路；以及
用于对蓄电单元的电流参数进行采样并滤除谐波的电流采样滤波电路。
进一步地，所述蓄电单元保护电路包括：
过欠压保护电路，用于在蓄电单元充电过程中，当第二采样数据中的电压参数为过压状态时产生过压保护信号并通过所述第二驱动电路使所述双向DC/DC主电路停止工作，而停止对蓄电单元的充电，以及用于在蓄电单元放电过程中，当第二采样数据中的电流参数为欠压状态时产生欠压保护信号并通过所述第二驱动电路使所述双向DC/DC主电路停止工作，而使蓄电单元停止放电；以及
过流保护电路，用于在第二采样数据中的电流参数达到或超过预定阈值时产生过流保护信号并通过所述第二驱动电路使所述双向DC/DC主电路停止工作，断开蓄电单元的充放电回路。
进一步地，所述光伏发电系统还包括：直流母线电压电流采样电路，连接于所述直流母线，对所述直流母线的电压和电流进行采样并形成第三采样数据传输给所述数据处理器，所述数据处理器根据所述第三采样数据产生相应的控制指令传送给所述充放电控制器。
进一步地，所述光伏发电系统还包括分别与所述MPPT控制器、数据处理器和储能模块的充放电控制器相连、为MPPT控制器、数据处理器和充放电控制器供电的辅助电源。
进一步地，所述辅助电源的拓扑结构为反激式开关电源。
进一步地，所述光伏发电系统还包括与所述数据处理器相连、用于显示光伏发电系统运行状态的显示装置。
采用上述技术方案后，本实用新型实施例至少具有如下有益效果：本实用新型实施例MPPT控制器由第一驱动电路根据母线保护控制信号和数据处理器的控制指令产生驱动信号控制所述单向DC/DC主电路的工作状态，可更为精确地实现MPPT控制，从而有效地控制光伏电池组实现高效发电及功率输出；本实用新型实施例还将蓄电池和超级电容器组合使用，使蓄电池能量密度大和超级电容器功率密度大、循环寿命长等特点相结合，储能装置性能得到大幅提升。
附图说明
图1是本实用新型光伏发电系统一实施例的系统原理示意图。
图2是本实用新型光伏发电系统一实施例的MPPT控制器的单向DC/DC主电路的电路结构示意图。
图3是本实用新型光伏发电系统一实施例的MPPT控制器的母线过流保护电路的电路结构示意图。
图4是本实用新型光伏发电系统一实施例的MPPT控制器的母线欠压保护电路。
图5是本实用新型光伏发电系统一实施例的MPPT控制器的第一驱动电路的电路结构示意图。
图6是本实用新型光伏发电系统一实施例的储能模块的充放电控制器的电路原理示意图。
图7是本实用新型光伏发电系统一实施例的充放电控制器的双向DC/DC主电路的电路结构示意图。
图8是本实用新型光伏发电系统一实施例的充放电控制器的电压采样滤波电路的电路结构示意图。
图9是本实用新型光伏发电系统一实施例的充放电控制器的电流采样滤波电路的电路结构示意图。
图10是本实用新型光伏发电系统一实施例的充放电控制器的过欠压保护电路的电路结构示意图。
图11是本实用新型光伏发电系统一实施例的充放电控制器的过流保护电路的电路结构示意图。
图12是本实用新型光伏发电系统一实施例的充放电控制器的第二驱动电路的电路结构示意图。
图13是本实用新型光伏发电系统一实施例的辅助电源的电路结构示意图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本申请作进一步详细说明。应当理解，以下的示意性实施例及说明仅用来解释本申请，并不作为对本申请的限定，而且，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互结合。
如图1所示，本实用新型实施例提供一种光伏发电系统，包括光伏电池组1、MPPT控制器2、直流母线3、储能装置以及分别与所述MPPT控制器2和储能装置相连以协调控制MPPT控制器2和储能装置的工作状态的数据处理器6。
其中，所述MPPT控制器2与所述光伏电池组1和直流母线3相连，以将光伏电池组1输出的电能进行处理后再输送至直流母线3，所述MPPT控制器2包括：
单向DC/DC主电路20，连接于光伏电池组1和直流母线3之间，用于将光伏电池组1输出的电能输送至直流母线3；
光伏电池组电压电流采样滤波电路22，连接所述光伏电池组1，用于采集光伏电池组1的电压和电流数据以形成并输出第一采样数据；
母线保护电路24，连接于光伏电池组电压电流采样滤波电路22，用于接收和处理所述第一采样数据并对应产生母线保护控制信号；和
第一驱动电路26，连接于所述单向DC/DC主电路20、母线保护电路24和数据处理器6，用于根据所述母线保护控制信号和数据处理器6的控制指令产生驱动信号控制所述单向DC/DC主电路20的工作状态；
所述储能装置包括并联于直流母线3和数据处理器6之间的两个储能模块4、5，所述两个储能模块4、5均包括可充放电的蓄电单元以及用于控制所述蓄电单元充放电的充放电控制器，其中一个储能模块4的蓄电单元为蓄电池40，而另一个储能模块5的蓄电单元为超级电容器50。
本实用新型实施例提供一种光伏发电系统有以下几种工作模式：
模式1：系统正常工作时，工作在mppt模式下，保证输出最大功率。如果光伏电池组功率小于负载功率，则控制蓄电池工作在放电状态，稳定直线母线电压。
模式2：系统正常工作时，工作在mppt模式下，保证输出最大功率。如果光伏电池组功率大于负载功率，则控制蓄电池和超级电容器工作在充电状态，稳定母线电压。
模式3：系统正常工作时，如果光伏电池组功率小于负载功率，则在mppt模式和蓄电池放电状态下，如果负载功率突然增加，控制超级电容器也工作在放电状态，稳定母线电压。
模式4：系统正常工作时，如果光伏电池组功率大于负载功率，则在mppt模式和蓄电池充电模式下，如果负载功率突然增加，控制超级电容器工作在放电状态，稳定母线电压。
模式5：如果光伏电池组接近无输出（功率低于0.2w时），断开mppt控制线路，控制蓄电池工作在放电状态，稳定母线电压。
模式6：如果蓄电池和超级电容器长时间处于放电状态，蓄电池和超级电容器端电压达到过放的低电压时，MPPT控制器、以及蓄电池40和超级电容器50的充放电控制器均停止工作。
本实用新型实施例MPPT控制器2包括单向DC/DC主电路20、光伏电池组电压电流采样滤波电路22、母线保护电路24和第一驱动电路26，由第一驱动电路26根据母线保护控制信号和数据处理器6的控制指令产生驱动信号控制所述单向DC/DC主电路20的工作状态，可更为精确地实现MPPT控制，从而有效地控制光伏电池组实现高效发电及功率输出；本实用新型实施例还将蓄电池10和超级电容器20组合使用，使蓄电池10能量密度大和超级电容器20功率密度大、循环寿命长等特点相结合，储能装置性能得到大幅提升。
在本实用新型一个可选实施例中，所述单向DC/DC主电路20为BUCK同步整流电路。通过采集光伏电池组1输出电流和电压，通过MPPT算法进行相应的控制，使光伏电池组1工作在最大功率点处，提高能量的利用率。
图2所示是一个具体实施例中单向DC/DC主电路20的具体电路结构图，所述单向DC/DC主电路包括电流采样芯片U3、MOS管Q11、MOS管Q1、MOS管Q2、光耦U29、肖特基二极管D26、肖特基二极管D89、电感L3、保险丝F3、电阻R4、R5、R7、R232、R11、R233、R234、R231、电容C6、C7、C11、C9、C33等。
电阻R5、R7组成光伏端电压采样电路，R259、R260组成输出电压采样电路。MOS管Q11源极经电流采样芯片U3（可采用霍尔元件ACS712）接于光伏电池正极，漏极接于MOS管Q1的漏极，MOS管Q1漏极和MOS管Q2漏极经电感接于蓄电池正极。肖特基整流二极管D26阴极接于MOS管Q2的漏极，阴极接地。肖特基二极管D89阴极接于蓄电池正极，阴极接地，电阻R11、电阻C9串联后并联在MOS管Q1漏极和源极。电容C47、电阻R231串联后并联在MOS管Q2的源极和漏极。
肖特基二极管D89阴极接于蓄电池正极，阴极接地，起到防反接的作用。当蓄电池接反时，电流经肖特基二极管D89到保险丝F3到蓄电池，电流大于保险丝F3额定值时熔断，起到保护蓄电池的作用。压敏电阻R224、R225分别保护光伏电池组1和电流采样芯片U3。
接通光伏电池组1，MOS管Q11寄生二极管导通，同时给MOS管Q1初始驱动信号，MOS管Q1导通时，MOS管Q2、肖特基二极管D26截止，电感L3储能，从而给直线母线供电。MOS管Q11主要起到防倒灌的作用。当采样到直线母线电压VBUS小于光伏输出电压VPV+时，数据处理器输出高电平给光耦U29内部的二极管阳极，光耦U29内部的二极管导通，促使光耦U29内部的三极管导通，外接的辅助电源给MOS管Q11栅极正向压降，MOS管Q11导通。当夜间或阴天时，蓄电池电压大于光伏输出电压，MOS管Q11截止，寄生二极管也因反向偏置电压而截止，单向DC/DC主电路无输出，从而实现防倒灌。当MOS管Q1截止时，电感通过MOS管Q2、肖特基二极管D26导通续流，起到降压的作用。其中肖特基二极管D26并联MOS管Q2，主要是为了实现同步整流。一般整流二极管饱和压降为0.7V，而本设计峰值功率1KW，母线电压24V，则电流由20几安，系统功率损耗、整流二级管发热将非常严重，而MOS管饱和压降比整流二极管小，且并联后等效电阻将大大减小，从而提高了单向DC/DC主电路20的转换效率。
在本实用新型的一个可选实施例中，所述母线保护电路24包括：
母线过流保护电路，用于根据第一采样数据中的电流数据产生相应的母线保护控制信号；
母线欠压保护电路，用于根据第一采样数据中的电压数据产生相应的母线保护控制信号。
图3所示为母线过流保护电路的电路结构示意图。所述母线过流保护电路包括电压比较器U6-A、U6-A，双D上升沿触发器U14，电阻R12、R14、R25、R89、R114、R115、R139、R182等，电位器VR1，电容C29、C14、C13，二极管D88、D87，稳压二极管D27、D91，发光二极管D30、D90。
光伏电池组电压电流采样滤波电路22采样获得的输出电压VI经R182电阻加在电压比较器U6-A的3号引脚同向输入端。由电阻R12和电位器VR1分压+15VCC得到的基准电压加在电压比较器U6-A的2号和电压比较器U6-B的6号引脚反向输入端。电压比较器U6-A的1号、电压比较器U6-B的7号引脚分别接上拉电阻R14、R115到+15VCC。电阻R89串联在电压比较器U6-A的1号和电压比较器U6-B的5号引脚间，电阻R25二极管D88串联后并在电压比较器U6-A的1号和电压比较器U6-B的5号引脚。电阻R114接在电压比较器U6-B的5号和7号引脚。电压比较器U6-B的7号引脚分别输出到电阻R139、LED支路，输出接5V稳压二极管，输出经电阻R222到双D上升沿触发器U14的3号和11号引脚，输出经二极管D31到第一驱动电路的控制端SD。
二极管D27为5V稳压管，使电压比较器U6-B的7脚输出为5V。二极管D31起到防倒灌作用。二光二极管D30为过流指示灯。VI为霍尔电流采样芯片采样输出电压，经电阻R182，电容C29构成的低通滤波后输入到电压比较器U6-A引脚3的同向输入端，由电阻R12和电位器VR1形成基准电压输入到电压比较器U6-A引脚2的反向输入端。当VI大于电压比较器U6-A的2脚的基准电压时，电压比较器U6-A的1脚输出高电平，电流经小电阻R14、R25、二极管D88快速给电容C13充电，电容C13电压上升，当电压大于电压比较器U6-B的6脚的基准电压时，电压比较器U6-B的7脚输出高电平，发光二极管D30发光，提示线路过流，同时给第一驱动电路的控制端SD发出信号，关断PWM的输出，而后MOS关断，电路无输出。单向DC/DC主电路20无输出，电流采样芯片输出采样值VI为0。电压比较器U6-A的3号引脚同向输入端电压低于反向输入电压，电压比较器U6-A的1引脚变为低电平。电容C13经大电阻R89缓慢放电，直到电压比较器U6-B的5引脚电压低于电压比较器U6-B的6引脚电压时，电压比较器U6-B的7引脚输出低电平，发光二极管D30熄灭，第一驱动电路的控制端SD为低电平，可重新输出PWM信号，电路实现快速关断，延时自启动。
双D上升沿触发器U14的1号和13号引脚通过电阻R227接到拨动开关，拨动开关使电阻R227与5V连接，此时1号和13号引脚为高电平。双D上升沿触发器U14的2号引脚与8号引脚相连，4号引脚和10号引脚分别经电阻R229、R228接到5V。双D上升沿触发器U14的5号引脚与12号引脚相连，9号引脚经限流电阻R221接到第一驱动电路的控制端SD，且接有过流LED指示灯，稳压二极管D91。电压比较器U6-B引脚7连接74HC74的3号和11号CP信号引脚。反馈电阻R114与U1-B构成滞回比较器，使基准值有一个低阈值和一个高阈值，避免了电路在在基准值附近出现震荡。
当电压比较器U6-B的7号引脚输出高电平时，即主电路第一次过流时，双D上升沿触发器U14的3号和11号CP引脚由低电平变成高电平，双D上升沿触发器U14的5号引脚由低电平0变成高电平，双D上升沿触发器U14的1、9号引脚任然为低电平0。当电路恢复正常时，双D上升沿触发器U14的3号引脚和11号引脚变回低电平，而双D上升沿触发器U14的5号和9号引脚的输出状态不变。当出现第二次过流时，电压比较器U6-A、电压比较器U6-B构成的过流保护电路与上述描述一致。而双D上升沿触发器U14的3号和11号CP引脚由低电平变为高电平，5号引脚任然为高电平，但9号引脚变为高电平，LED过流指示灯亮，第一驱动电路的控制端SD为高电平，关断PWM的输出，单向DC/DC主电路无电流输出。由于双D上升沿触发器U14是上升沿触发器，只有检测到3号和11号引脚由低电平变为高电平时，5号和9号引脚输出状态才会发生转变。所以9号引脚一直保持高电平。电路无法再自启动，即单向DC/DC主电路出现第二次过流时，电路不能自启动，待人工检查电路是否出现故障，排除故障后需人工复位。此目的是为了防止电路出现短路后电路还不断自启动。通过手动操作复位开关可使双D上升沿触发器U14的1号和13号引脚接地即可实现芯片的复位。
图4所示是母线欠压保护电路的电路结构示意图。所述母线欠压保护电路主要包括电压比较器U49-B，发光二极管D102，5V稳压二极管D103，二极管D104，电阻R250、R251、R252、R253、R254和电容C88。
由图2所示的电阻R259、R260组成母线分压采样电路，采样值VBUS经R251电阻加在电压比较器U49-B的6号引脚反向输入端。电阻R250与电位器R252组成15V分压电路。分压值加在电压比较器U49-B的5号引脚同向输入端。电压比较器U49-B的7号引脚接上拉电阻R253到15V，经限流电阻R254接发光二极管D102，接5V稳压二极管D103，经限流电阻R255，二极管D104接到第一驱动电路的控制端SD。
当电压比较器U49-B的6号引脚电压值，即母线电压采样值小于5号引脚的基准值时，7号引脚输出高电平，此时发光二极管LED灯亮，第一驱动电路的控制端SD为高电平，阻断第一驱动电路的PWM输出，单向DC/DC主电路20停止输出，实现欠压保护。
图5所示为MPPT控制器的第一驱动电路的电路结构示意图，所述第一驱动电路包括驱动芯片U36、电容C50、C51、C48、C52、C49、二极管D95、D98、D92，电阻R3、R5、R6、R59，稳压二极管D93、D94、D96、D97。其中，驱动芯片U36是一种高压高速功率MOSFET驱动器，有独立的高端和低端输出驱动通道，包括输入/输出逻辑电路、电平移位电路、输出驱动电路欠压保护和自举电路等部分。
驱动芯片U36的逻辑电路电源电压端（第9管脚）连接电源VDD，电容C48的正、负极分别连接至电源VDD和驱动芯片IR2110的逻辑电路地端（第13管脚），驱动芯片U36的低端固定电源电压端（第3管脚）连接至外部的辅助电源VCC，辅助电源VCC通过二极管D92连接至驱动芯片U36的高端浮置电源电压端（第6管脚），电容C50、C51的正、负极分别连接至驱动芯片U36的高端浮置电源电压端（第6管脚）和高端浮置电源偏移电压端（第5管脚），电容C49的正极连接于驱动芯片U36的低端固定电源电压端（第3管脚），电容C49的负极接地，驱动芯片U36的公共端（第2管脚）接地，驱动芯片U36的高通道输出端（第7管脚）经过电阻R98连接至MOS管Q1的栅极，驱动芯片U36的低通道输出端（第1管脚）经过电阻R238连接至MOS管Q2的栅极；处理器的第一输出端为两个，分别连接至驱动芯片U36的高通道输入端（第10管脚）和低通道输入端（第12管脚）。
电容C50、C51是自举电容。驱动芯片U36的高通道输入端（第10管脚）和低通道输入端（第12管脚）的输入电平是0到3.3V之间的PWM信号。在BUCK降压电路中应用了驱动芯片U36的高端驱动。正常工作时，MOS管Q1截止，即驱动芯片U36的高通道输入端（第10管脚）接收电平为低电平时，其源极电位接近地电位，电源VCC（+15V电源）对自举电容C50、C51的充电是在续流二级管D26的导通期间进行，使电容C50、C51上的电压接近电源VCC的+15v。当驱动芯片U36的高通道输入端（第10管脚）接收电平变为高电平时，MOS管Q1导通而二极管D26截止时，电容C50、C51自举，电容C50、C51上存储电荷为驱动芯片U36的高端驱动输出提供电源，此时单向DC/DC主电路20由MOS管Q1、电感L3、电容C30、C31、C33、C34组成基本的BUCK降压电路。
电感续流时应用了驱动芯片U36的低端驱动。根据MOS的特性，栅级电压大于一定的值就会导通，适合用于源极接地时的情况(低端驱动)。
分属于两个储能模块4、5的所述充放电控制器42、42的电路结构以及控制原理相同，为避免重复描述，以下仅以充放电控制器42为例详细说明其结构及工作原理。在一个实施例中，如图6所示，所述充放电控制器42包括：
双向DC/DC主电路420，连接至蓄电单元和光伏发电系统的直流母线3，以根据驱动信号接受直流母线3输入的电能对蓄电单元进行充电或者将蓄电单元的电能输出至直流母线3；
电压及电流采样滤波电路422，连接至蓄电单元和光伏发电系统的数据处理器4，用于对蓄电单元的电压和电流参数进行采样并输出第二采样数据；
蓄电单元保护电路424，连接至电压及电流采样滤波电路422以获得所述第二采样数据并在判断确定所述第二采样数据超出预定阈值时产生蓄电单元保护控制信号；以及
第二驱动电路426，连接至所述双向DC/DC主电路420、所述蓄电单元保护电路424和所述数据处理器6，用于根据所述数据处理器6的控制指令以及所述蓄电单元保护控制信号产生驱动信号控制双向DC/DC主电路420的工作状态。
本实用新型实施例通过电压及电流采样滤波电路422实时采集蓄电单元的电压及电流参数作为第二采样数据提供给蓄电单元保护电路424和数据处理器6，蓄电单元保护电路424和数据处理器6再分别根据第二采样数据进行判断后给出对应的控制信号给第二驱动电路426，最终由第二驱动电路426控制双向DC/DC主电路420实现蓄电单元的充电或放电。整体电路结构简洁且控制精确，能有效地保持直线母线对外供电的稳定性。
在一个可选实施例中，所述双向DC/DC主电路420为非隔离式双向DC/DC变换电路，可优选采用BOOST/BUCK升降压电路。本实施例通过采用BOOST/BUCK升降压电路作为双向DC/DC主电路420，可以很方便地实现控制以维持母线电压的稳定，例如：可将母线电压维持在通常设定的48V。
在一个具体实施例中，所述双向DC/DC主电路420的具体电路结构可如图7所示。BOOST/BUCK升降压电路可以视为BOOST升压电路和BUCK降压电路的合成。由于直流母线电压大于蓄电单元端电压，所以充电时，能量由直流母线侧电压流向蓄电单元，控制降压电路中的MOS管Q9（如图7所示）实现；放电时，能量由蓄电单元侧流向直流母线，控制升压电路中的MOS管Q10（如图7所示）实现。
给蓄电单元充电时，电路为BUCK降压电路。结合图7所示，MOS管Q7、MOS管Q8一直处于导通状态，二极管D7一直处于截止状态，当第二驱动电路输出的驱动信号G3为高电平时，MOS管Q9导通，二极管D2截止，母线电流流过MOS管Q9、电感L1给蓄电单元及输出电容充电，同时第一电感L1储能。G3为低电平时，第三MOS管Q9截止，第一二极管D1、第四MOS管Q10导通续流，第一电感L1、输出电容放电继续给蓄电池充电。
蓄电池放电时，电路为BOOST升压电路。第一MOS管Q7、第二MOS管Q8一直导通状态，第三MOS管Q9、第二二极管D2一直截止状态，当U2低端驱动信号G4为高电平时，蓄电单元正极经电感L1、MOS管Q10回到蓄电单元负极，此时电感L1储能。当驱动信号G4为低电平时，MOS管Q10截止，蓄电单元正极经电感L1到二极管D1再到MOS管Q7接到母线上，实现升压。
在一个可选实施例中，所述电压及电流采样滤波电路422又包括：
用于对蓄电单元的电压参数进行采样并滤除谐波的电压采样滤波电路；以及
用于对蓄电单元的电流参数进行采样并滤除谐波的电流采样滤波电路。
通过分别设置电压采样滤波电路和电流采样滤波电路，可以灵敏地获得蓄电单元的电压和电流变化情况，从而可以快速地根据第二采样数据进行相应的自动控制操作，使得直线母线的输出电压维持稳定，而且能有效保证储能装置的安全。
图8所示为一个具体实施例中的蓄电单元端的电压采样滤波电路的电路结构示意图，此电路包括运算放大器U10-A、U10-B，电阻R47、R48、R117、R120，电容C19、C20、C21。此电路在实际运行时，经电阻R117，R120采样得到采样电压VBAT，采样电压VBAT经电路R48、R47接到运算放大器U10-A的3脚，3脚再经电容C20接地。电阻R48、R47之间接电容C19到运算放大器U10-A的1脚。运算放大器U10-A的1脚接2脚和运算放大器U10-B5脚，运算放大器U10-A4脚接地，8脚接5V电源，运算放大器U10-B的7脚接6脚。由电阻R47、R48、电容C19、C20、运算放大器U10-A构成增益为1的二阶低通滤波器，滤除谐波。运算放大器U10-B为电压跟随器。
图9所示为一个具体实施例中的蓄电单元端的电流采样滤波电路的电路结构示意图，所述电流采样滤波电路包括霍尔电流采样元件U15、运算放大器U24-A、U24-B、电阻R91、R118、R119，电容C36、C37、C38、C57、C58、C59。
霍尔电流采样元件U15的1、2脚接MOS管Q8的源极，3、4脚接蓄电池，5脚接地，6脚接电容C37，7脚接电阻R91，8脚接5V电源。经霍尔电流采样元件U15采样得到采样电压VIN1，VIN1经电阻R119、R118接到运算放大器U24-A的3脚，所述3脚再经电容C58接地。电阻R119与R118之间接电容C57到运算放大器U24-A的1脚。运算放大器U24-A的1脚还接2脚和运算放大器U24-V的5脚，运算放大器U24-A的4脚接地，8脚接5V电源。运算放大器U24-B的7脚接6脚。由电阻R118、R119、电容C57、C58、运算放大器U24-A构成增益为1的二阶低通滤波器，滤除谐波。运算放大器U24-B为电压跟随器。
在另一个可选实施例中，所述蓄电单元保护电路424包括：
过欠压保护电路，用于在蓄电单元充电过程中，当第二采样数据中的电压参数为过压状态时产生过压保护信号并通过所述第二驱动电路使所述双向DC/DC主电路停止工作，而停止对蓄电单元的充电，以及用于在蓄电单元放电过程中，当第二采样数据中的电流参数为欠压状态时产生欠压保护信号并通过所述第二驱动电路使所述双向DC/DC主电路停止工作，而使蓄电单元停止放电；以及
过流保护电路，用于在第二采样数据中的电流参数达到或超过预定阈值时产生过流保护信号并通过所述第二驱动电路使所述双向DC/DC主电路停止工作，断开蓄电单元的充放电回路。
本实施例通过分别设置过欠压保护电路和过流保护电路，可以快速地根据第二采样数据中的电压参数和电流参数的变化情况，自动产生相应的保护信号进而实现相应的控制操作，使得直线母线的输出电压维持稳定，而且能有效保证储能装置的安全。
图10所示为一个具体实施例中的蓄电单元的过欠压保护电路的电路结构示意图。所述过欠压保护电路包括电压比较器U7-A、U7-B、双D触发器U11、复位芯片U19、稳压二极管D8、D9，二极管D11、D12，电位器R35、R38，电阻R36R37R39等，电容C15、C22、C44，发光二极管D13、D14。
蓄电单元的采样电压VBAT经电阻R36、R37分别接在电压比较器U7-A的3号和电压比较器U7-B的6号引脚。电压比较器U7-A的2号引脚接在电阻R40与电位器R35之间。电压比较器U7-B的5号引脚接在电阻R41与电位器R38之间。电压比较器U7-A的1号引脚接上拉电阻R42，接电阻R39经发光二极管D13到地，接电阻R57到双D触发器U11的3号引脚，接稳压二极管D9。电压比较器U7-B的7号引脚接上拉电阻R43，接电阻R50经发光二极管D14接地，接电阻R58到双D触发器U11的11号引脚，接稳压二极管D8。复位芯片U19的1脚接地，2脚接双D触发器U11的1脚，3脚接NPN三极管D42集电极，接5V电源。NPN三极管D42基极接处理器CPU。双D触发器U11的2、4、10、12号脚分别经电阻接5V电源。双D触发器U11的5、9号脚分别经二极管D11、D12到第二驱动电路。
当蓄电单元的采样电压VBAT大于电压比较器U7-A的2号脚电压时，蓄电单元为过压状态。电压比较器U7-A的1号脚输出高电平，发光二极管D9亮，双D触发器U11的3号脚由低电平变为高电平，双D触发器U11的5脚输出高电平，二极管D11导通，第二驱动电路输出的信号变为高电平，关断驱动信号G3、G4的输出，主电路停止工作，停止对蓄电单元继续充电，实现对蓄电单元的过压保护。过压保护后，如需使蓄电单元对外放电，处理器给NPN三极管D42的基极高电平，三极管D42导通，复位芯片U19的3脚为低电平，复位芯片U19的2脚由高电平变为低电平，电压比较器U7-A的1脚也变为低电平，电压比较器U7-A输出值零，即双D触发器U11的5脚、9脚输出为0，主电路可恢复正常工作。若电压比较器U7-B的6号脚电压小于5号脚电压时，为蓄电池欠压状态。电压比较器U7-B的7号脚输出高电平，发光二极管D14亮，双D触发器U11的11号脚由低电平变为高电平，双D触发器U11的9号脚输出高电平，二极管D12导通，第二驱动电路输出高电平，第二驱动电路关断驱动信号G3、G4的输出，主电路停止工作，蓄电单元停止放电，实现欠压保护。欠压保护后，如需再对蓄电单元充电，给NPN三极管D42的基极高电平，三极管D42导通，复位芯片U19的3脚为低电平，复位芯片U19的2脚由高电平变为低电平，电压比较器U7-A的1脚也变为低电平，电压比较器U7-A输出值零，即双D触发器U11的5脚、9脚输出为0，主电路可恢复正常工作。若蓄电单元的采样电压VBAT低于电压比较器U7-A的2脚，大于电压比较器U7-B的5脚电压时，电压比较器U7-A的1、电压比较器U7-B的7脚输出低电平，主电路正常工作。
图11所示为一个可选实施例中的蓄电单元的过流保护电路的电路结构示意图，所述过电流保护电路包括电压比较器U4-A、U4-B、双D触发器U8、复位芯片U21、二极管D7、D17、D18、稳压二极管D6、D23、发光二极管D16、D22、电位器R103、电阻R15、R16、R17等、电容C16、C17、C18等。
蓄电单元流入流出电流经霍尔电流采样元件U15采样输出采样值VIN1，VIN1经电阻R44接到电压比较器U4-A的3脚。电压比较器U4-A的2脚和电压比较器U4-B的6脚接在电阻R15、R103之间。电压比较器U4-A的1脚接上拉电阻R16。电阻R17串联二极管D7后并联电阻R18，接于电压比较器U4-A的1脚与电压比较器U4-B的5脚间。电压比较器U4-B的5脚经电容C16接地。电压比较器U4-B的7脚接上拉电阻R21到12V电源，接反馈电阻R19到5脚，接限流电阻R22到发光二极管D16，接稳压二极管D6，接电阻R45到双D触发器U8的3脚和11脚，接二极管D17到第二驱动电路。复位芯片U21的1脚接地，2脚接双D触发器U8的1脚和13脚，3脚接拨动开关U9，4脚接5v电源。双D触发器U8的2脚经电阻R64接到8脚，4脚和10脚分别经电阻R56、R112接到5V电源，5脚经电阻R63接到12脚，6脚悬空，7脚接地，9脚分别接电阻R52到发光二极管D22接地，接稳压二极管D23经电阻R46接地，接二极管D18到第二驱动电路，14脚接5V电源。
二极管D6为5V稳压管，使7脚输出高电平时为5V。二极管D17起到防倒灌作用。发光二极管D16为过流指示灯。VIN1为霍尔电流采样元件U15采样输出电压，经电阻R44，电容C18构成的低通滤波后输入到电压比较器U4-A引脚3的同向输入端，由电阻R15和电位器R103形成基准电压输入到电压比较器U4-A的2脚的反向输入端。当VIN1大于电压比较器U4-A的2脚的基准电压时，1脚输出高电平，电流经小电阻R16、R17、二极管D7快速给电容C16充电，电容C16电压上升，当电压大于电压比较器U4-B的6脚的基准电压时，7脚输出高电平，发光二极管D16发光，提示线路过流，同时给第二驱动电路的控制引脚高电平，关断PWM的输出，而后MOS管Q4、Q5关断，电路无输出。主电路无输出，霍尔电流采样元件U15输出采样值VIN1为0。电压比较器U4-A的3号引脚同向输入端电压低于反向输入电压，1引脚变为低电平。电容C16大电阻R18缓慢放电，直到5引脚电压低于6引脚电压时，7引脚输出低电平，LED熄灭，第二驱动电路的控制脚为低电平，第二驱动电路可重新输出PWM信号，电路实现快速关断，延时自启动。
当电压比较器U4-B的7号引脚输出高电平时，即主电路第一次过流时，双D触发器U8的3号和11号CP引脚由低电平变成高电平，5号引脚由低电平0变成高电平，1号和9号引脚然为低电平0。当电路恢复正常时，双D触发器U8的3号引脚和11号引脚变回低电平，而5号和9号引脚的输出状态不变。当出现第二次过流时，电压比较器U4-A、U4-B构成的过流保护电路与上述描述一致。而双D触发器U8的3号和11号CP引脚由低电平变为高电平，5号引脚任然为高电平，但9号引脚变为高电平，LED过流指示灯亮，第二驱动电路的输出端为高电平，关断PWM的输出，主电路无电流输出。由于双D触发器U8是上升沿触发器，只有检测到3号和11号引脚由低电平变为高电平时，5号和9号引脚输出状态才会发生转变，所以9号引脚一直保持高电平。电路无法再自启动，即主电路出现第二次过流时，电路不能自启动，待人工检查电路是否出现故障，排除故障后需人工复位。此目的是为了防止电路出现短路后电路还不断自启动。复位开关U9，把复位芯片U21的3脚接地，复位芯片U21的2脚输出低电平，即双D触发器U8的1号和13号引脚变为低电平，双D触发器U8的5脚7脚输出为0，即可实现芯片的复位。
图12所示是一个可选实施例中的第二驱动电路的电路结构示意图，第二驱动电路426包括驱动芯片U2、电容C3、C5、C8、C10、C31、二极管D3、D4、D5，电阻R3、R5、R6、R59，稳压二极管D28、D29、D32、D33，其中，驱动芯片U2是一种高压高速功率MOSFET驱动器，有独立的高端和低端输出驱动通道，包括有输入/输出逻辑电路、电平移位电路、输出第二驱动电路欠压保护和自举电路等部分。
驱动芯片U2的逻辑电路电源电压端（第9管脚）连接电源VDD，电容C3的正、负极分别连接至电源VDD和驱动芯片U2的逻辑电路地端（第13管脚），驱动芯片U2的低端固定电源电压端（第3管脚）连接至外部的辅助电源VCC，辅助电源VCC通过二极管D5连接至驱动芯片U2的高端浮置电源电压端（第6管脚），电容C8、C10的正、负极分别连接至驱动芯片U2的高端浮置电源电压端（第6管脚）和高端浮置电源偏移电压端（第5管脚），电容C5、C31的正极连接于驱动芯片U2的低端固定电源电压端（第3管脚），电容C5、C31的负极接地，驱动芯片U2的公共端（第2管脚）接地，驱动芯片U2的高通道输出端（第7管脚）经过电阻R6连接至MOS管Q1的栅极，驱动芯片U2的低通道输出端（第1管脚）经过电阻R59连接至MOS管Q2的栅极；处理器的第一输出端为两个，分别连接至驱动芯片U2的高通道输入端（第10管脚）和低通道输入端（第12管脚）。
电容C8、C10是自举电容。驱动芯片U2的高通道输入端（第10管脚）和低通道输入端（第12管脚）的输入电平是0到3.3V之间的PWM信号。在BUCK降压电路中应用了驱动芯片U2的高端驱动。正常工作时，MOS管Q1截止，即驱动芯片U2的高通道输入端（第10管脚）接收电平为低电平时，其源极电位接近地电位，电源VCC（+12VCC电源）对自举电容C8、C10的充电是在续流二级管D2的导通期间进行，使电容C8、C10上的电压接近辅助电源VCC的+12VCC。当驱动芯片U2的高通道输入端（第10管脚）接收电平变为高电平时，MOS管Q1导通而二极管D2截止时，电容C8、C10自举，电容C8、C10上存储电荷为U2的高端驱动输出提供电源，此时主电路为MOS管Q1、电感L1、电容C1、C2组成基本的BUCK降压电路。
电感续流时应用了驱动芯片U2的低端驱动。根据MOS的特性，栅级电压大于一定的值就会导通，适合用于源极接地时的情况(低端驱动)。
在本实用新型的一个可选实施例中，如图1所示，所述光伏发电系统还包括：直流母线电压电流采样电路7，连接于所述直流母线，对所述直流母线的电压和电流进行采样并形成第三采样数据传输给所述数据处理器，所述数据处理器根据所述第三采样数据产生相应的控制指令传送给所述充放电控制器。
在本实用新型的一个可选实施例中，所述储能装置还包括辅助电源8，所述辅助电源分别与所述数据处理器和第二驱动电路相连，在数据处理器的控制下为第二驱动电路供电。通过设置辅助电源，使得数据处理器和第二驱动电路的电力供应更为稳定可靠，提升了储能装置的稳定性。
图13所示是本实用新型一个实施例中的辅助电源的电路结构示意图，其拓扑结构优选为反激式开关电源。所述辅助电源电路的电阻R1001为启动电阻，降压后加到误差放大器U45的供电端（7脚），为误差放大器U45提供启动电压，电路启动后变压器T1绕组3、4的整流滤波电压一方面为误差放大器U45提供正常工作电压，另一方面经电阻R93、R94分压加到误差放大器U45的反相输入端2脚，为误差放大器U45提供负反馈电压，其规律是此脚电压越高驱动脉冲的占空比越小，以此稳定输出电压。误差放大器U45的4脚和8脚外接的电阻R95、电容C108决定了振荡频率，其振荡频率的最大值可达500KHz。电阻R92、电容C106用于改善增益和频率特性。误差放大器的6脚输出的方波信号经电阻R96、R97分压后驱动MOSFEF功率管，变压器T1原边绕组1、2的能量传递到副边各绕组，经整流滤波后输出15V直流电压用于驱动MOS管Q7、Q8。电阻R99用于电流检测，经电阻R102、电容C117滤滤后送入误差放大器U45的3脚形成电流反馈环。
如图1所示的一个实施例，所述光伏发电系统还包括与所述数据处理器相连、用于显示光伏发电系统运行状态的显示装置9。从而可以更为直观地查看光伏发电系统整体运行状态。
尽管已经示出和描述了本实用新型的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本实用新型的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本实用新型的范围由所附权利要求及其等同范围限定。