一种LLC谐振式开关电源的主变压器的制作方法

本实用新型涉及开关电源领域，具体涉及一种LLC谐振式开关电源的主变压器。

背景技术：

LLC谐振式开关电源在工业控制、LED显示屏等领域具有广泛应用。LLC谐振式开关电源通常输出电压相对较低，而输出功率相对较大，因而其输出电流相对较大，使得开关电源工作时其内部会产生较多的热量，特别是输出整流管是开关电源的主要发热器件之一，然而开关电源的外壳尺寸通常较小。为解决LLC谐振式开关电源散热问题，目前LLC谐振式开关电源多采用同步整流技术来降低输出整流管上的损耗从而减小电源的整体发热。如图1所示，现有LLC谐振式开关电源同步整流输出电路中，2个输出整流管Q3和Q4均为MOS管，主变压器T1二次侧具有第一次级绕组NS1和第二次级绕组NS2，第一次级绕组NS1和第二次级绕组NS2之间设有二次侧中心抽头（输出电压正极）；输出整流管Q3的漏极与第一次级绕组NS1的正极接线端电连接；输出整流管Q4的漏极与第二次级绕组NS2的负极接线端电连接；由于现有技术中主变压器T1的结构所限，根据开关电源LLC变换器工作原理可知，现有电路中不能直接采用主变压器T1二次侧的第一次级绕组NS1和第二次级绕组NS2实现自驱动同步整流方案，否则会使得2个输出整流管Q3和Q4发生直通现象，这是不允许的，因此现有技术中采用的方案是2个输出整流管Q3和Q4的栅极均接专用同步整流驱动芯片U1，由专用同步整流驱动芯片U1实现对2个输出整流管Q3和Q4的驱动，此种方案的缺点是成本相对较高，且对PCB布线的要求很高。

技术实现要素：

本实用新型的目的是：针对现有技术存在的问题，提供一种结构改进的LLC谐振式开关电源的主变压器，采用该主变压器后开关电源的LLC变换器的2个输出整流管可利用主变压器的2个二次侧绕组自驱动，从而可避免使用现有技术中必需采用的价格昂贵的专用同步整流驱动芯片，能够降低开关电源成本。

本实用新型的技术方案是：本实用新型的LLC谐振式开关电源的主变压器，包括初级绕组、铁芯、第一次级绕组和第二次级绕组，所述第一次级绕组和第二次级绕组之间设有二次侧中心抽头；其结构特点是：在所述二次侧中心抽头上套设有工作时功能相当于电感的磁环。

进一步的方案是：上述磁环的材质为铁硅铝。

本实用新型具有积极的效果：本实用新型的LLC谐振式开关电源的主变压器，其通过在LLC谐振式开关电源的LLC变换器中的主变压器的二次中心抽头上，套设一个铁硅铝材质的磁环的结构改进，使得采用该改进的主变压器的LLC谐振式开关电源的LLC变换器中，2个输出整流MOS管可由该主变压器的2个二次侧绕组进行驱动，从而省略现有技术中必需采用的价格昂贵的专用同步整流驱动芯片，能够降低开关电源成本、简化电路结构并提高开关电源的工作可靠性。

附图说明

图1为采用现有技术主变压器的LLC谐振式开关电源的电路示意图；

图2为采用本实用新型主变压器的LLC谐振式开关电源的电路示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本实用新型作进一步详细的说明。

（实施例）

本实施例的LLC谐振式开关电源的主变压器T2，其他方面与图1所示的现有技术的LLC谐振式开关电源的主变压器T1相同，也即均包括初级绕组、铁芯、第一次级绕组NS1和第二次级绕组NS2，第一次级绕组NS1和第二次级绕组NS2之间设有二次侧中心抽头；不同之处在于，本实施例的LLC谐振式开关电源的主变压器T2在其二次侧中心抽头上套设有磁环，该磁环在图2中用电感Ls表示。本实施例中，磁环的材质优选铁硅铝。

（应用例）

对照图2和图1，采用前述实施例的LLC谐振式开关电源的主变压器T2后，LLC谐振式开关电源的同步整流输出电路中即可去除图1所示的现有技术电路中价格昂贵的专用同步整流驱动芯片U1，增加2个价格低廉的电阻R1和R2，2个输出整流管Q3和Q4（均为MOS管）的接法相应做以下改变：输出整流管Q4的栅极通过电阻R1与输出整流管Q3的漏极以及第一次级绕组NS1的正极接线端电连接；输出整流管Q3的栅极通过电阻R2与输出整流管Q4的漏极以及第二次级绕组NS2的负极接线端电连接；电路中其他器件及电连接方法同图1所示的现有技术，即可实现LLC谐振式开关电源的同步整流输出电路由主变压器T2的第一次级绕组NS1和第二次级绕组NS2自驱动。其工作原理简述如下：

参见图1，LLC谐振式开关电源的LLC变换器在运行中从空载到满载的负载变化以及输入电压的波动使得LLC变换器的工作状态覆盖以下三种模式① Fm<Fs<Fr，此阶段为谐振电流断续模式；②Fs=Fr，此阶段为谐振电流临界模式；③Fs>Fr，此阶段为谐振电流连续模式；其中，Fs定义为LLC谐振变换器工作频率；Fm定义为(谐振电感Lr+主变压器励磁电感Lm）与谐振电容Cr的谐振频率；Fr定义为谐振电感Lr与谐振电容Cr的谐振频率。根据传统的LLC变换器理论分析可知，在模式①的状态下，此时谐振电流不连续，主变压器处于能量不完全传递阶段，两个二次侧输出整流管Q3和Q4之间存在导通间隔，在主变压器的二次侧绕组NS1与NS2上的电压能够出现两个绕组电压同时电压为零的死区时间，所以LLC变换器在此模式下可以用变压器二次侧绕组NS1和NS2驱动输出整流管Q3和Q4而不会出现两个同步整流管直通的现象；在模式②和模式③的状态下，由于此时谐振电流连续，变压器处于能量完全传递阶段即变压器一次侧始终向二次侧传递能量，两个二次侧输出整流管Q3和Q4之间不存在导通间隔，在主变压器的二次侧绕组NS1与NS2上的电压不会出现两个绕组电压同时电压为零的死区时间，如果采用变压器二次侧绕组NS1和NS2驱动同步整流管，则在两个同步输出整流管Q3和Q4之间将由于没有死区时间的出现而产生2个同步输出整流管Q3和Q4直通的现象。由于LLC变换器工作时覆盖上述3种模式，因此图1所示的LLC谐振变换器上不能直接采用二次侧绕组自驱动电路，而需采用专用同步整流驱动芯片U1来强制产生两个整流管的死区时间去驱动两个输出整流管Q3和Q4。

参见图2，采用了前述实施例的LLC谐振式开关电源的主变压器T2后，主变压器T2在其二次侧中心抽头套设的铁硅铝材质的磁环相当于图2中的电感Ls，LLC变换器无论在三种工作模式的任何一种工作，均可在二次侧两个输出整流管Q3和Q4之间产生死区时间从而可以采用二次侧绕组自驱动电路。由于套入的磁环产生的电感量很小，对传统的LLC谐振变换器产生的影响非常小。具体说明如下：

LLC变换器在模式②和模式③的状态下，首先分析MOS管Q1关断之后，MOS管Q2导通之前，谐振电流给MOS管Q1的寄生电容CQ1充电，同时给MOS管Q2的寄生电容CQ2放电，此时中点电压UA下降，当UA下降到等于谐振电容Cr上的电压Ucr与谐振电感Lr上的电压ULr之和时，由于UA=Ucr+ULr+ULm,当UA=Ucr+ Ulr时，主变压器励磁电感ULm=0，即主变压器T2的一次侧绕组电压为O，根据法拉第定律，主变压器T2的二次侧两端电压UNS1=UNS2也要为零，即二次侧两个同步整流管Q3，Q4同时导通，由于电感Ls的存在，将输出电压端与变压器二次侧端隔离开，Q3与Q4同时导通时不会将电源输出端短路，而在传统的LLC变换器中，由于没有Ls的隔离，Q3与Q4是不能够同时导通的。Q3，Q4同时导通时Q3上的电流换流到Q4，当Q3上的电流为0时，Q3与Q4的换流状态结束， UNS1与UNS2上的电压不再为零即死区时间结束，电路换路进入下一个状态。同理，在Q2关断之后，Q1导通之前的分析方法与Q1关断之后，Q2导通之前的分析方法一致，同样也会产生一个死区时间。由于此死区时间为纳秒级别，Ls需要提供的能量也非常小，所以Ls的感量要求很低，对于低输出电压的LLC谐振变换器而言，Ls通常只需要零点几微亨即可，因此在主变压器中心抽头处套上铁硅铝材质的磁环即可达到要求。由此可见，前述实施例的主变压器通过在其中心抽头上套设有铁硅铝材质的磁环这一结构改进，可以实现二次侧整流MOS管的驱动采用变压器二次侧绕组NS1和NS2驱动，从而简化了电路，降低了电源的成本，并可提高电源的工作可靠性。

以上实施例是对本实用新型的具体实施方式的说明，而非对本实用新型的限制，有关技术领域的技术人员在不脱离本实用新型的精神和范围的情况下，还可以做出各种变换和变化而得到相对应的等同的技术方案，因此所有等同的技术方案均应该归入本实用新型的专利保护范围。