一种AC-DC-DC变换器的制作方法

本实用新型涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种AC-DC-DC变换器。

背景技术：

隔离型AC-DC-DC变换器通过两级变换器实现交直流变换，既能实现功率双向变换，又能实现输入、输出端之间的电气隔离。具有灵活控制，同时兼顾电池充放电性能与电网电能质量等优点、广泛应用于稳压电源、电动汽车、智能电网等领域，其电路结构如图1所示。单相全桥整流器将输入的单相交流电us变换为直流电u1，再通过双向隔离DC-DC变换器输出稳定的直流电压u2。但前级AC-DC变换器的瞬时功率中含有两倍电网频率的交流分量，这个脉动会对后级DC-DC变换器造成纹波过大。

电池对充放电电压精度要求很高，为了保证输出电压的高精度与低纹波，通常的解决方案是在单相全桥整流器输出端加入额外较大的LC滤波元件(二次滤波器)来平衡脉动功率，二次纹波倍频信号与输入信号频域较近，滤波频率与带宽需准确计算，才能在滤除二次纹波时，又不影响正常的信号。此控制方式电路及控制结构简单，但精度不高，输出还是会存在二次纹波干扰，同时额外的LC滤波元件降低了效率、加大了成本，导致变换器整体体积变大，不能满足小型化变换器的需求。如果取消了LC滤波元件，低频脉动将会影响后级的双向隔离DC-DC变换器正常工作。因此，通过控制算法对单相AC-DC-DC变换器进行二次纹波抑制是一种解决方案。

针对此类电路拓扑存在的缺陷，通过解析二次纹波分量在AC-DC-DC变换器中的传递机理，发明了一种AC-DC-DC变换器。在减少二次滤波元件的条件下，使DC-DC输出端二次纹波分量大幅减少。不仅实现了电路的优化，同时又能改善输出电压的稳定性，提高变换器的整体效率。

技术实现要素：

本实用新型要解决的技术问题，在于提供一种AC-DC-DC变换器，减少电路元件，缩小成本，提高效率。

本实用新型的问题是这样实现的：一种AC-DC-DC变换器，包括前级的单相全桥整流器、后级的双向隔离DC-DC变换器和运放控制电路，所述单相全桥整流器包括单相交流电us、电感Ls、整流桥模块及电容C1，所述整流桥模块包括开关管T1、开关管T2、开关管T3、开关管T4、续流二极管D1、续流二极管D2、续流二极管D3、续流二极管D4、直流侧滤波电容C及负载电阻R；所述双向隔离DC-DC变换器包括第一全桥模块、电感Lr、变压器T、第二全桥模块、电感Lf、电容C2及电阻R0；所述运放控制电路包括负载电流采样器、输出电压采样器、比例积分器、电压比例放大器、电流比例放大器、电压陷波器、电流陷波器、输出电压控制器、加法器、电压减法器、电流减法器、二次纹波控制器、移相控制器、电流最大幅值控制器、电流环控制器及驱动控制器；

所述单相交流电us的正极连接至电感Ls的一端，所述电感Ls的另一端、开关管T1的源极、续流二极管D1的正极、开关管T2的漏极及续流二极管D2的负极均连接至节点a，所述开关管T1的漏极分别与续流二极管D1的负极、开关管T3的漏极、续流二极管D3的负极、直流侧滤波电容C的一端、负载电阻R的一端及电容C1的一端连接，所述开关管T2的源极分别与续流二极管D2的正极、开关管T4的源极、续流二极管D4的正极、直流侧滤波电容C的另一端、负载电阻R的另一端及电容C1的另一端连接，所述开关管T3的源极、续流二极管D3的正极、开关管T4的漏极、续流二极管D4的负极及单相交流电us的负极均连接至节点b；所述第一全桥模块前端并联于电容C1的两端，所述第一全桥模块后端通过电感Lr连接至变压器T的一侧，所述变压器T的另一侧连接至第二全桥模块前端，所述第二全桥模块后端通过电感Lf并联于电容C2两端，所述电阻R0也并联于电容C2两端；

所述输出电压采样器连接至电阻R0两端，所述输出电压采样器一路通过电压陷波器连接至加法器，另一路依次通过电压比例放大器及电压减法器连接至输出电压控制器；所述负载电流采样器连接至电阻R0的输出端，所述负载电流采样器一路通过比例积分器连接至加法器，另一路依次通过电流比例放大器及电流陷波器连接至电流减法器；所述加法器分别与输出电压控制器、电流减法器及二次纹波控制器连接，所述电流减法器依次通过电流最大幅值控制器及电流环控制器连接至驱动控制器，所述二次纹波控制器通过移相控制器连接至驱动控制器，所述驱动控制器连接至双向隔离DC-DC变换器。

本实用新型具有如下优点：本实用新型的一种AC-DC-DC变换器，能够有效地抑制单相AC-DC-DC变换器产生的二次纹波干扰，提升系统的稳定性，相比LC滤波电路，能够准确地抑制二次纹波、提升开关电源的效率、同时减少电路元件，缩小成本，可适用于较高开关频率场合的开关电源等电力电子产品中。

附图说明

下面参照附图结合实施例对本实用新型作进一步的说明。

图1为现有一种AC-DC-DC变换器的结构示意图(含有二次滤波器)。

图2为图1中单相全桥整流器的结构示意图。

图3为本实用新型一种AC-DC-DC变换器的结构示意图(不含有二次滤波器且带运放控制电路)。

图4为本实用新型二次纹波电压环前馈移相控制器的控制框图。

图5为本实用新型电压电流双闭环控制框图。

图6为本实用新型带有陷波器的负载电流前馈控制框图。

图7为本实用新型带有陷波器(电压陷波器和电流陷波器)的双环前馈控制框图。

图8-1为本实用新型陷波器GNotch(s)伯德图(幅值)。

图8-2为本实用新型陷波器GNotch(s)伯德图(相位)。

图9为带有陷波器时，电流环前馈电感支路闭环阻抗结构图。

图10为电压电流双闭环控制、带陷波器的双环前馈控制时，电感支路闭环阻抗的幅频曲线图。

具体实施方式

为使得本实用新型更明显易懂，现以一优选实施例，并配合附图作详细说明如下。

如图3和图2所示，一种AC-DC-DC变换器，由于采用算法进行设计，可直接省去二次滤波器。则所述AC-DC-DC变换器包括前级的单相全桥整流器和后级的双向隔离DC-DC变换器，所述单相全桥整流器包括单相交流电us、电感Ls、整流桥模块及电容C1，所述整流桥模块包括开关管T1、开关管T2、开关管T3、开关管T4、续流二极管D1、续流二极管D2、续流二极管D3、续流二极管D4、直流侧滤波电容C及负载电阻R；所述双向隔离DC-DC变换器包括第一全桥模块、电感Lr、变压器T、第二全桥模块、电感Lf、电容C2及电阻R0；所述运放控制电路包括负载电流采样器、输出电压采样器、比例积分器、电压比例放大器、电流比例放大器、电压陷波器、电流陷波器、输出电压控制器、加法器、电压减法器、电流减法器、二次纹波控制器、移相控制器、电流最大幅值控制器、电流环控制器及驱动控制器；

所述单相交流电us的正极连接至电感Ls的一端，所述电感Ls的另一端、开关管T1的源极、续流二极管D1的正极、开关管T2的漏极及续流二极管D2的负极均连接至节点a，所述开关管T1的漏极分别与续流二极管D1的负极、开关管T3的漏极、续流二极管D3的负极、直流侧滤波电容C的一端、负载电阻R的一端及电容C1的一端连接，所述开关管T2的源极分别与续流二极管D2的正极、开关管T4的源极、续流二极管D4的正极、直流侧滤波电容C的另一端、负载电阻R的另一端及电容C1的另一端连接，所述开关管T3的源极、续流二极管D3的正极、开关管T4的漏极、续流二极管D4的负极及单相交流电us的负极均连接至节点b；所述第一全桥模块前端并联于电容C1的两端，所述第一全桥模块后端通过电感Lr连接至变压器T的一侧，所述变压器T的另一侧连接至第二全桥模块前端，所述第二全桥模块后端通过电感Lf并联于电容C2两端，所述电阻R0也并联于电容C2两端；

所述输出电压采样器连接至电阻R0两端，所述输出电压采样器一路通过电压陷波器连接至加法器，另一路依次通过电压比例放大器及电压减法器连接至输出电压控制器；所述负载电流采样器连接至电阻R0的输出端，所述负载电流采样器一路通过比例积分器连接至加法器，另一路依次通过电流比例放大器及电流陷波器连接至电流减法器；所述加法器分别与输出电压控制器、电流减法器及二次纹波控制器连接，所述电流减法器依次通过电流最大幅值控制器及电流环控制器连接至驱动控制器，所述二次纹波控制器通过移相控制器连接至驱动控制器，所述驱动控制器连接至双向隔离DC-DC变换器。

现有技术中，为了保证输出电压的高精度与低纹波，需抑制AC-DC-DC变换器二次纹波分量引起的的谐波扰动，目前大多数采用三种方法。

第一种方法：由第三方储能装置提供反相位的二倍频脉动功率与二次纹波能量相抵消，但这种方法需额外的储能装置，会使电路结构及控制方式变复杂，增加了系统的体积和成本。由于抑制二次纹波的能量是由额外的储能装置提供，会降低整个系统的效率，故只能适用于对变换效率要求不高的场合。

第二种方法：无源无损吸收技术，在AC输出端加入LC滤波器来滤除二次纹波扰动，纹波扰动会得到一定的抑制，但要求准确的滤波参数、易受干扰、滤波元件发热等问题。其次，由于加入额外的电感，系统体积与重量受限，LC参数不易配置，高频时LC会增加功率开关管的损耗，降低了效率。

第三种方法：根据隔离型AC-DC-DC变换器的数学模型，设计相应的控制器抑制二次纹波对输出直流电压的影响，在不增加额外LC滤波器的前提下改善电压质量。根据二次纹波在单相电输入AC-DC-DC中的传递特性，实用新型了一种无额外LC滤波器的二次纹波抑制方法。通过变换器的数学模型获得输入电压、输出电压及后级全桥DC-DC移相控制角之间的关系。建立系统状态方程，实现控制变量的解耦，实用新型双环前馈二次纹波抑制算法。本实用新型利用第三种方法，即双环前馈二次纹波抑制算法来抑制变换器的纹波扰动来提高输出的稳定性及效率。

根据交流电输入的单相全桥整流器原理，设

其中，us为单相交流电，iL为电感L的电流，Ur、Ir分别为us、iL的有效值，为初始相角；则交流侧瞬时功率可表示为：

设单相全桥整流器输出电压为uo，包括直流分量udc和交流分量uac，则直流瞬时功率为：

由功率平衡有Pac＝Pdc，联合方程(2’)、(3’)可知：

式(4’)解一阶微分方程可得：

由式(5’)可中，输出含有频率为2ω的交流分量uac，其中前级的AC-DC输出电流则在负载电阻R及初始相角一定时，交流分量uac与电流iR成正比，与直流侧滤波电容C成反比，通过减小带载电流iR或增大直流侧滤波电容C来减小前级输出端二次纹波的交流分量uac。但系统输出功率限制了输出电流iR，而增大电容C需并联多个体积较大、价格较贵的大电解电容，而且一定程度上也会影响系统的动态性能。因此，需要提出一种算法来代替减小带载电流iR或增大直流侧滤波电容C，从而来减小前级输出端二次纹波的交流分量uac，最终抑制二次纹波的干扰。

本实用新型还披露一种AC-DC-DC变换器双环前馈二次纹波抑制方法，所述方法是基于一种AC-DC-DC变换器，所述方法包括如下步骤：

步骤1、建立AC-DC-DC变换器的状态方程，根据该状态方程计算出控制器的数学表达式；具体为：

根据AC-DC-DC变换器的原理，建立AC-DC-DC变换器的状态方程表达式为：

式中，u1为变压器T的一次侧电压，u2为变压器T的二次侧电压；urec为前级的单相全桥整流器输出到后级的双向隔离DC-DC变换器的等效电压，rrec为前级的单相全桥整流器输出到后级的双向隔离DC-DC变换器的等效内阻；Ro为双向隔离DC-DC变换器输出端负载电阻；fs为开关频率；C1为单相全桥整流器输出端电容；Lf、C2分别为双向隔离DC-DC变换器输出端滤波电感与电容；Lr为变压器的漏感；θ为变压器T的一次侧与二次侧的移相角；

定义控制器辅助变量β＝θ-θ²，误差变量为双向隔离DC-DC变换器输出的设定电压，变压器T的一次侧与二次侧的移相角θ范围为[-π,π]，将移相角范围化为弧度制[-0.5,0.5]rad；

由定义的控制器辅助变量β＝θ-θ²，移相角θ的表达式转换为：

当移相角θ的范围在0<θ≤0.5时，功率从变压器T的一次侧流向二次侧；当移相角θ的范围在-0.5<θ≤0时，功率从变压器T的二次侧流向一次侧。将控制器辅助变量β和误差变量e带入状态方程(1)，求解式(1)状态方程，整理得到一阶微分方程：

式(3)中，β为控制器辅助变量，为后级的双向隔离DC-DC变换器的输出电流io，因此β为：

其中，β1为控制器下一步的控制规则，将式(4)带入状态方程表示式(1)，可得：

式(5)为一个仅关于误差变量e的一阶微分方程，根据微分方程理论，齐次微分方程当t→∞时，e＝0，微分方程阶数越高系统越难于控制，因此，β1取一阶PI控制器，其表示为：

β1＝Kpe+Ki∫edt (6)

其中，Kp表示PI控制器比例系数，Ki表示PI控制器积分系数；

将式(6)带入式(10),代替电阻Ro，可得：

式(7)为二阶微分方程，当时，即t→∞，e→0，系统趋于稳定，根据式(6)、(7)解出微分方程的解，即控制器的数学表达式：

步骤2、根据该控制器的数学表达式，用二倍频带通滤波器检测出输出电压中的二次纹波，再将检测到的输出电压中的二次纹波信号进行放大后，在电压环前馈支路与电流环前馈支路中加入二倍基频的电压陷波器和电流陷波器抑制二次纹波分量，后级的双向隔离DC-DC变换器采用移相的控制方式，根据不同的移相角，设置二次纹波电压环前馈移相控制器，通过改变第一全桥模块与第二全桥模块的移相角，调节变压器一次侧占空比d1与二次侧占空比d2，达到输出电压的调节及二次纹波信号的抑制；具体为：

在电压环前馈支路中加入特征频率为2fs的电压陷波器GNotch(s)和电压采样反馈系数Hv(s)来滤除二次纹波电压，电压环根据负载电压的变化实现快速响应，有效改善双向隔离DC-DC变换器在负载电压跳变时的动态特性，抑制二次纹波电压的影响；在电压环前馈支路中引入特征频率为2fs的电压陷波器GNotch(s)，设定电网基波频率为50Hz,即二次纹波频率为100Hz，则根据控制器的数学表达式，所设计的控制器辅助变量β为：

其中，Gv(s)＝Kpe+Ki∫edt为电压环PI传递函数，Gv(s)为电压调节器；

后级的双向隔离DC-DC变换器采用移相的控制方式，输入的控制器辅助变量为β、输出的移相角为θ，然后根据不同的移相角，查询得出变压器T一次侧占空比d1与二次侧的占空比d2，根据移相角设置其二次纹波电压环前馈移相控制器，改变双向隔离DC-DC变换器的输出功率及二次纹波抑制，如图4所示；

步骤3、根据二次纹波电压环前馈移相控制器，设置出二次纹波电流环前馈移相控制器，当在电压环前馈支路与电流环前馈支路中分别加入电压陷波器与电流陷波器后，工频频段(50Hz)电感支路的闭环阻抗大幅减小，而在二次纹波频率(100Hz)处实现高阻抗，抑制了二次纹波电流；具体为：

在电流环前馈支路中加入特征频率为2fs的电流陷波器GNotch(s)来滤除二次纹波电流，电流环根据负载电流的变化实现快速响应，有效改善双向隔离DC-DC变换器在负载电流跳变时的动态特性，抑制二次纹波电流对输出电压的影响；在电流环前馈支路中引入特征频率为2fs的电流陷波器GNotch(s)，则电流环前馈支路传递函数为：

式中，sLdc+Rd为滤波电感支路阻抗，s为电流环前馈支路传递函数的算子，s＝jw，Ldc为负载上的滤波电感，Rd为串联等效电阻；Gi(s)为电流调节器，Gpwm为脉宽调制函数，Hi为电流采样反馈系数；

电压陷波器GNotch(s)和电流陷波器GNotch(s)的传递函数为：

式中，ωn为特征角频率，Q为电压陷波器和电流陷波器的品质因数；电压电流双闭环控制、带有陷波器的负载电流前馈控制、带有陷波器双环前馈控制图分别如图5、图6、图7所示。

由式(11)知，Q值越大，电压陷波器GNotch(s)和电流陷波器GNotch(s)的特性越好，但其频率适应性越差，前馈支路的阻尼比为ξ＝1/2Q，当Q值很大时，前馈支路的阻尼比就很小，负载电流发生越变时，前馈信号的超调与调节时间增大，影响前馈动态特性；因此，需选择相应的Q值，获得所需的陷波效果和频率响应特性；陷波器GNotch(s)伯德图如图8-1和图8-2所示。

由带有电压陷波器和电流陷波器的双环前馈控制方式经等效模型变换后，求出电感支路闭环阻抗传递函数为：

其中，ZL_Nch为带有电压陷波器和电流陷波器的电感支路闭环阻抗，ZL_c为电感支路闭环等效阻抗，Zi(s)为电感电流阻抗传递函数；如图9所示；

图10为电压电流双闭环控制、带电压陷波器和电流陷波器的双环前馈控制时，电感支路闭环阻抗的幅频曲线，其中陷波器频率为100Hz。根据电感支路闭环阻抗传递函数，当在电压环前馈支路与电流环前馈支路(双环前馈支路)中加入电压陷波器和电流陷波器后，全频段电感支路的闭环阻抗大幅减小，而在二次纹波频率处(100Hz)能实现高阻抗，抑制了二次纹波电流。

虽然以上描述了本实用新型的具体实施方式，但是熟悉本技术领域的技术人员应当理解，我们所描述的具体的实施例只是说明性的，而不是用于对本实用新型的范围的限定，熟悉本领域的技术人员在依照本实用新型的精神所作的等效的修饰以及变化，都应当涵盖在本实用新型的权利要求所保护的范围内。