电力转换装置的制作方法

本发明涉及电力转换装置。

背景技术：

作为在直流电及三相交流电之间进行电力转换的三相逆变器的控制结构，pwm(pulsewidthmodulation，脉宽调制)控制被广泛采用(例如，参照日本特开平9－149660号公报(专利文献1))。作为通常的pwm控制存在正弦波比较方式。在正弦波比较方式中，根据正弦波状的电压指令和载波(代表性的是三角波)的电压比较，控制各相的开关元件的接通断开。

在正弦波比较方式中，各相的开关元件经常进行接通断开。在专利文献1中，通过应用仅使三相中两相的开关元件进行接通断开的二相调制方式，减少各相的开关元件的通断次数。由此，能够减小三相逆变器的通断损耗。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开平9－149660号公报

技术实现要素：

发明概要

发明要解决的课题

在二相调制方式中，通过使各相的正弦波状的电压指令中振幅最大的相的电压指令与载波的振幅一致，并且对其他两相的电压指令进行校正，能够不对三相逆变器的输出线间电压产生影响。

但是，校正后的各相的电压指令在切换不进行通断的相时不连续。因此，导致由三相逆变器输出的电压波形产生变形。由于该波形变形，可导致三相逆变器的输出电压中包含的高次谐波成分增加，并且零相电流增加。

本发明正是为了解决该课题而提出的，其目的是提供一种电力转换装置，能够抑制在应用二相调制方式时的三相逆变器的输出电压的波形变形。

用于解决课题的手段

根据本发明的某一方面，在直流电及三相交流电之间进行电力转换的电力转换装置具有：三相逆变器，具有多个开关元件；控制装置，根据三相电压指令对三相逆变器进行pwm控制。控制装置使用二相调制方式和三相电压指令的三次高次谐波成分生成零相电压指令。控制装置通过将所生成的零相电压指令与三相电压指令相加，从而校正三相电压指令。控制装置将经过校正的三相电压指令和载波进行比较，从而生成控制多个开关元件的通断用的控制信号。

发明效果

根据本发明能够提供一种电力转换装置，能够抑制在应用二相调制方式时的三相逆变器的输出电压的波形变形。

附图说明

图1是有关本发明的实施方式的电力转换装置的主电路结构图。

图2是表示有关比较例的二相调制校正部的结构例的图。

图3是表示应用有关比较例的二相调制校正部进行pwm时的三相逆变器的动作波形的图。

图4是表示有关本实施方式的二相调制校正部的结构例的图。

图5是用于说明图4所示的二相调制校正部的动作的图。

图6是通过有关比较例的二相调制校正部生成的三相电压指令及控制信号的波形图。

图7是在有关本实施方式的二相调制校正部中设-k＝-0.3时的信号波形图。

图8是在有关本实施方式的二相调制校正部中设-k＝-1.0时的信号波形图。

图9是在有关本实施方式的二相调制校正部中设-k＝-0.15时的信号波形图。

图10是在有关本实施方式的二相调制校正部中设-k＝+0.15时的信号波形图。

具体实施方式

下面，参照附图详细地说明本发明的实施方式。另外，在下文中对附图中相同或者相当的部分标注相同的标号，原则上不进行重复说明。

图1是有关本发明的实施方式的电力转换装置的主电路结构图。有关本实施方式的电力转换装置构成为在直流电及三相交流电(u相电、v相电、w相电)之间进行电力转换。

参照图1，有关本实施方式的电力转换装置具有直流端子t1、t2、交流端子t3、t4、t5、三相逆变器2和控制装置5。

直流端子t1(高电位侧直流端子)与直流电源1的正极端子电连接，直流端子t2(低电位侧直流端子)与直流电源1的负极端子电连接。直流正母线pl1与直流端子t1连接，直流负母线nl1与直流端子t2连接。交流端子t3～t5与未图示的负载连接。在本说明书中，“电连接”是指直接的连接、或者通过经由其他要素的连接而可以进行电能传递的连接状态。交流端子t3是u相端子，交流端子t4是v相端子，交流端子t5是w相端子。

三相逆变器2将由直流电源1供给的直流电转换成三相交流电。三相交流电经由交流端子t3、t4、t5供给至未图示的负载。三相逆变器2具有电力用半导体开关元件(下面，也简称为“开关元件”)q1～q6。

开关元件q1电连接于直流正母线pl1(即直流端子t1)及节点u之间。开关元件q2电连接于节点u及直流负母线nl1(即直流端子t2)之间。节点u与交流端子t3(u相端子)电连接。开关元件q1、q2构成u相臂3u。

开关元件q3电连接于直流正母线pl1及节点v之间。开关元件q4电连接于节点v及直流负母线nl1之间。节点v与交流端子t4(v相端子)电连接。开关元件q3、q4构成v相臂3v。

开关元件q5电连接于直流正母线pl1及节点w之间。开关元件q6电连接于节点w及直流负母线nl1之间。节点w与交流端子t5(w相端子)电连接。开关元件q5、q6构成w相臂3w。u相臂3u、v相臂3v及w相臂3w相互并联地连接于直流正母线pl1及直流负母线nl1之间。

另外，在图1中，作为开关元件使用了igbt(insulatedgatebipolartransistor，绝缘栅双极晶体管)，但也能够使用mosfet(metallicoxidesemiconductorfieldeffecttransistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)等任意的自消弧(self-arc-extinguishing)型的开关元件。二极管d1～d6分别与各个开关元件q1～q6反向并联连接。各个二极管d1～d6是为了在对应的开关元件断开时流过续流电流而设置的。在开关元件是mosfet的情况下，续流二极管由寄生二极管(体二极管)构成。在开关元件是不内置二极管的igbt的情况下，续流二极管由与igbt反向并联连接的二极管构成。

控制装置5控制各个u相臂3u、v相臂3v及w相臂3w的开关元件的接通(on)及断开(off)。具体地，控制装置5生成控制u相臂3u的开关元件q1、q2的接通断开用的控制信号gu、控制v相臂3v的开关元件q3、q4的接通断开用的控制信号gv、以及控制w相臂3w的开关元件q5、q6的接通断开用的控制信号gw。

控制装置5利用pwm控制方式生成控制信号gu、gv、gw。pwm控制方式通过针对每个控制周期使方形波输出电压的脉宽变化，从而使该周期期间的输出电压的平均值变化。在pwm控制方式中具有通过对正弦波状的各相的电压指令和频率固定的载波进行比较，使三相的开关元件始终进行接通断开动作的“正弦波比较方式”、和仅使三相中两相的开关元件进行接通断开动作的“二相调制方式”。在本实施方式中，假设应用二相调制方式。

具体地，控制装置5具有电压指令产生器6、二相调制校正部8、比较器10和载波产生器12。电压指令产生器6生成三相电压指令(u相电压指令vu#、v相电压指令vv#、w相电压指令vw#)。各相的电压指令vu#、vv#、vw#呈正弦波状变化，其振幅比载波的振幅小。

二相调制校正部8通过对在电压指令产生器6生成的三相电压指令vu#、vv#、vw#进行校正，从而生成三相电压指令(u相电压指令vu*、v相电压指令vv*、w相电压指令vw*)。各相的电压指令vu*、vv*、vw*具有振幅与载波cw的振幅一致的期间。该期间是针对各相的电压指令vu#、vv#、vw#中振幅最大的相的电压指令设置的。

载波产生器12生成三角波信号作为载波cw。载波cw是具有三相电压指令(u相电压指令vu#、v相电压指令vv#、w相电压指令vw#)的整数倍的频率，并与三相电压指令同步的信号。

比较器10比较三相电压指令vu*、vv*、vw*和载波cw。生成控制信号gu、gv、gw，使得在各相的电压指令vu*、vv*、vw*和载波cw的振幅一致的定时，对应的相的两个开关元件接通断开。另外，为了避免电源短路，将各相的两个开关元件控制为接通断开动作相反。

下面，对图1所示的二相调制校正部8的结构进行说明。首先，作为比较例，说明应用了通常的二相调制方式的二相调制校正部8a的结构例。

图2是表示有关比较例的二相调制校正部8a的结构例的图。参照图2，二相调制校正部8a具有最大值选择部20、最小值选择部22、减法器24、26、绝对值电路(abs)28、30、比较器32、切换部34、加法器36、38、40。

最大值选择部20选择正弦波状的三相电压指令vu#、vv#、vw#中电压值最大的相的电压指令。电压值最大的相按照u相、v相、w相的顺序每隔120°进行切换。最大值选择部20将所选择的相的电压指令(下面，也称为“最大电压指令max”)输出给减法器24。最大值选择部20对应于“第一选择部”的一个实施例。

最小值选择部22选择三相电压指令vu#、vv#、vw#中电压值最小的相的电压指令。电压值最小的相按照u相、v相、w相的顺序每隔120°进行切换。最小值选择部22将所选择的相的电压指令(下面，也称为“最小电压指令min”)输出给减法器26。最小值选择部22对应于“第二选择部”的一个实施例。

在下面的说明中，设载波cw的振幅为“1”。载波cw的最大值为1，最小值为-1。另外，三相电压指令vu#、vv#、vw#的振幅比载波的振幅1小，因而max<1，-1<min。

减法器24从载波cw的最大值1减去最大电压指令max，输出表示相减结果(1-max)的信号。减法器24的相减结果(1-max)相当于“第三值”。减法器26从载波cw的最小值(-1)减去最小电压指令min，输出表示相减结果(-1-min)的信号。减法器26的相减结果(-1-min)相当于“第一值”。

绝对值电路28计算最大电压指令max的绝对值，输出表示计算结果的信号。绝对值电路30计算最小电压指令min的绝对值，输出表示计算结果的信号。

比较器32比较绝对值电路28的输出信号和绝对值电路30的输出信号，输出表示比较结果的信号。在绝对值电路28的输出信号大于绝对值电路30的输出信号时，即最大电压指令max的绝对值>最小电压指令min的绝对值时，比较器32输出h(逻辑高)电平的信号。另一方面，在绝对值电路28的输出信号小于绝对值电路30的输出信号时，即最大电压指令max的绝对值<最小电压指令min的绝对值时，比较器32输出l(逻辑低)电平的信号。

切换部34具有第一输入端子、第二输入端子及输出端子。第一输入端子接收减法器24的输出信号(1-max)，第二输入端子接收减法器26的输出信号(-1-min)。切换部34根据比较器32的输出信号选择两个输入信号中的一个，由输出端子输出所选择的信号。具体地，在比较器32的输出信号为h电平时，切换部34选择减法器24的输出信号(1-max)。在比较器32的输出信号为l电平时，切换部34选择减法器26的输出信号(-1-min)。

即，在最大电压指令max的绝对值>最小电压指令min的绝对值的情况下，选择减法器24的输出信号(1-max)。另一方面，在最大电压指令max的绝对值<最小电压指令min的绝对值的情况下，选择减法器26的输出信号(-1-min)。切换部34选择的信号构成“零相电压指令vz”。

加法器36将u相电压指令vu#与零相电压指令vz相加，由此生成u相电压指令vu*(vu*＝vu#+vz)。加法器38将v相电压指令vv#与零相电压指令vz相加，由此生成v相电压指令vv*(vv*＝vv#+vz)。加法器40将w相电压指令vw#与零相电压指令vz相加，由此生成w相电压指令vw*(vw*＝vw#+vz)。

根据二相调制校正部8a，例如在最大电压指令max是u相电压指令vu#时，根据下式(1)～(3)求出各相的电压指令vu*、vv*、vw*。其中，设vu#、vv#、vw#的振幅为e(e<1)。

vu*＝esinθ+(1-esinθ)＝1……(1)

vv*＝esin(θ-2π/3)+(1-esinθ)……(2)

vw*＝esin(θ+2π/3)+(1-esinθ)……(3)

另外，在最小电压指令min是u相电压指令vu#时，根据下式(4)～(6)求出各相的电压指令vu*、vv*、vw*。

vu*＝esinθ+(-1-esinθ)＝-1……(4)

vv*＝esin(θ-2π/3)+(-1-esinθ)……(5)

vw*＝esin(θ+2π/3)+(-1-esinθ)……(6)

式(1)～(3)的右边的第一项与各相的电压指令vu#、vv#、vw#相当，第二项(1-esinθ)与零相电压指令vz相当。式(4)～(6)的右边的第一项与各相的电压指令vu#、vv#、vw#相当，第二项(-1-esinθ)与零相电压指令vz相当。

根据式(1)～(6)可知，即使将各相的电压指令vu*、vv*、vw*与零相电压指令vz相加，也不会对三相逆变器2的输出线间电压产生影响。在v相电压指令vv#及w相电压指令vw#为最大电压指令max或者最小电压指令min时，也能够同样地求出各相的电压指令vu*、vv*、vw*。

图3是表示应用有关比较例的二相调制校正部8a进行了pwm时的三相逆变器2的动作波形的图。在图3中，单点划线表示正弦波状的三相电压指令vu#、vv#、vw#。三相电压指令vu*、vv*、vw*是将三相电压指令vu#、vv#、vw#与零相电压指令vz相加得到的。

在图3中还示出了将三相电压指令vu*、vv*、vw*和载波cw进行比较而生成的控制信号gu、gv、gw、和通过使用控制信号gu、gv、gw使开关元件q1～q6进行接通断开而得到的输出线间电压vuv、vvw、vwu。

在各相的电压指令vu*、vv*、vw*和载波cw的振幅一致的定时，对应的相的两个开关元件(例如开关元件q1、q2)进行接通断开。另外，为了避免电源短路，将各相的两个开关元件控制为接通断开动作相反。输出线间电压vuv、vvw、vwu的基波成分成为与对应的三相电压指令vu#、vv#、vw#相同频率的正弦波。

根据图3可知，在通常的二相调制方式中，各相的开关元件在每一通断周期中有120°的期间不进行通断，因而与正弦波比较方式相比，开关元件的通断次数为2/3。这样，根据二相调制方式，通断次数相比正弦波比较方式减少，因而能够减小在三相逆变器2产生的通断损耗。

然而，另一方面在二相调制方式中，各相的电压指令vu*、vv*、vw*每隔60°的期间电压值急剧变化。由于这样的各相的电压指令vu*、vv*、vw*的不连续性，导致从三相逆变器2输出的电压波形产生变形。由于该波形变形，可导致在三相逆变器2的输出电压中包含的高次谐波成分增加，并且零相电流增加。

因此，在本实施方式中提出一种用于抑制应用二相调制时的三相逆变器2的输出电压的波形变形的新的控制结构。下面，使用图4及图5对有关本实施方式的二相调制方式进行说明。

图4是表示有关本实施方式的二相调制校正部8的结构例的图。参照图4，有关本实施方式的二相调制校正部8与图2所示的有关比较例的二相调制校正部8a相比，不同之处是具有乘法器46、最大值选择部48及最小值选择部50，以替代绝对值电路28、30、比较器32及切换部34。

二相调制校正部8如在下面说明的那样，零相电压指令vz的生成使用与三相电压指令vu#、vv#、vw#同步的三次高次谐波成分3f。在本申请说明书中，将三次高次谐波成分3f定义为sin(3θ)。

乘法器46将三次高次谐波成分3f与系数“-k”相乘。“k”是决定三次高次谐波成分3f的振幅用的系数。在k＝1时，三次高次谐波成分成为(-k·3f)＝-sin(3θ)，成为与载波cw相同的振幅。另外，通过对系数k附加“-”，在k为正的情况下，(-k·3f)成为使三次高次谐波成分3f的相位偏移180°的信号(即，使三次高次谐波成分3f的正负反转所得的信号)。另一方面，在k为负的情况下，(-k·3f)成为与三次高次谐波成分3f相同相位的信号。表示乘法器46的相乘结果(-k·3f)的信号相当于“第二值”。

最大值选择部48选择表示减法器26的相减结果(-1-min)的信号(第一值)及表示乘法器46输出的三次高次谐波成分(-k·3f)的信号(第二值)中电压值较大的一个。最大值选择部48对应于“第三选择部”的一个实施例。

最小值选择部50选择表示减法器24的相减结果(1-max)的信号(第三值)及最大值选择部48的输出信号中电压值较小的一个。由最小值选择部50选择的信号构成“零相电压指令vz”。最小值选择部50对应于“第四选择部”的一个实施例。

加法器36通过将u相电压指令vu#与零相电压指令vz相加，生成u相电压指令vu*(vu*＝vu#+vz)。加法器38通过将v相电压指令vv#与零相电压指令vz相加，生成v相电压指令vv*(vv*＝vv#+vz)。加法器40通过将w相电压指令vw#与零相电压指令vz相加，生成w相电压指令vw*(vw*＝vw#+vz)。

即，根据下式(7)～(9)求出各相的电压指令vu*、vv*、vw*。其中，设vu#、vv#、vw#的振幅为e(e<1)。

vu*＝esinθ+vz……(7)

vv*＝esin(θ-2π/3)+vz……(8)

vw*＝esin(θ+2π/3)+vz……(9)

其中，零相电压指令vz根据下式(10)决定。

vz＝min[max{(-1-min),-k·sin(3θ)},(1-max)]……(10)

根据式(7)～(9)可知，即使向各相的电压指令vu*、vv*、vw*加上零相电压指令vz，也不会对三相逆变器2的输出线间电压产生影响。

图5是用于说明图4所示的二相调制校正部8的动作的图。图5(a)表示通过有关比较例的二相调制校正部8a(参照图2)生成的零相电压指令vz的波形。另外，图中的虚线表示减法器24的输出信号(1-max)及减法器26的输出信号(-1-min)。图中的实线表示根据这两个信号生成的零相电压指令vz。

图5(b)表示通过有关本实施方式的二相调制校正部8(参照图4)生成的零相电压指令vz的波形。图中的虚线表示减法器24的输出信号(1-max)及减法器26的输出信号(-1-min)。图中的单点划线表示乘法器46输出的三次高次谐波成分(-k·3f)。在图5(b)的例子中，设-k＝-0.3。图中的实线表示根据这三个信号生成的零相电压指令vz。

根据图5(a)，零相电压指令vz每隔60°的期间在正负之间急剧变化。因此，如图3所示，导致各相的电压指令vu*、vv*、vw*不连续。

与此相对，在本实施方式中，零相电压指令vz是根据(1-max)、(-1-min)及三次高次谐波成分(-k·3f)的组合而生成的。在图5(b)的例子中，零相电压指令vz构成为，每隔三次高次谐波成分3f的1/2周期交替地切换成(-1-min)及(-k·3f)中电压值较大的一个或(1-max)及(-k·3f)中电压值较小的一个。并且，在此结构中，零相电压指令vz受到三次高次谐波成分(-k·3f)的影响，每隔60°的期间在正负之间平滑地变化。

图5(c)表示通过将图5(b)所示的零相电压指令vz与各相的电压指令vu#、vv#、vw#相加而生成的各相的电压指令vu*、vv*、vw*的波形。将图5(c)的三相电压指令vu*、vv*、vw*和图3所示的三相电压指令vu*、vv*、vw*进行比较可知，在图5(c)中振幅最大的相以外的两相的电压指令平滑地变化。由此，各相的电压指令vu*、vv*、vw*的不连续性减小，因而能够减小三相逆变器2的输出电压的波形变形。其结果是，能够抑制三相逆变器2的输出电压中包含的高次谐波成分及零相电流的增加。

在此，如在图4中说明的那样，能够根据与三次高次谐波成分3f相乘的系数“-k”，调整生成零相电压指令vz所使用的三次高次谐波成分3f的振幅及正负。零相电压指令vz的波形根据三次高次谐波成分3f的振幅及正负而变化，由此三相电压指令vu*、vv*、vw*的波形也变化。下面，对零相电压指令vz及三相电压指令vu*、vv*、vw*与系数“-k”的关系进行说明。

图6是通过有关比较例的二相调制校正部8a(参照图2)生成的三相电压指令vu*、vv*、vw*及控制信号gu、gv、gw的波形图。如图6所示，各相的电压指令vu*、vv*、vw*在每个通断周期中在120°的期间内振幅固定为1。在此期间中，对应的相的控制信号固定，因而对应的相的两个开关元件不进行通断。另一方面，剩余的两相各自的两个开关元件进行接通断开。

图7是对有关本实施方式的二相调制校正部8(参照图4)设-k＝-0.3(即k＝0.3)时的信号波形图。图7(a)是零相电压指令vz的波形图，图7(b)是三相电压指令vu*、vv*、vw*及控制信号gu、gv、gw的波形图。

在-k＝-0.3的情况下，三次高次谐波成分3f的振幅为0.3。在图7(a)中，虚线表示减法器24的输出信号(1-max)及减法器26的输出信号(-1-min)，单点划线表示三次高次谐波成分(-k·3f)。

在图7(a)中，实线表示根据上述三个信号的组合而生成的零相电压指令vz。零相电压指令vz构成为每隔三次高次谐波成分3f的1/2周期交替地切换成(-1-min)及(-0.3·sin(3θ))中电压值较大的一个或(1-max)及(-0.3·sin(3θ))中电压值较小的一个。

零相电压指令vz受到三次高次谐波成分3f的影响，在正负之间连续地变化。其结果是，如图7(b)所示，三相电压指令vu*、vv*、vw*的不连续性减小，且平滑地变化。通过按照该三相电压指令vu*、vv*、vw*进行pwm控制，三相逆变器2的输出电压的波形变形减小。其结果是，能够减小三相逆变器2的输出电压中包含的高次谐波成分及零相电流。

另一方面，在图7(b)中，与图6相比，在每一通断周期中振幅固定为1的期间缩短。因此，通断次数增多，其结果是，三相逆变器2的通断损耗增加。

图8是对有关本实施方式的二相调制校正部8(参照图4)设-k＝-1.0(即k＝1.0)时的信号波形图。图8(a)是零相电压指令vz的波形图，图8(b)是三相电压指令vu*、vv*、vw*及控制信号gu、gv、gw的波形图。

在-k＝-1.0的情况下，三次高次谐波成分3f的振幅为1.0。在图8(a)中，虚线表示减法器24的输出信号(1-max)及减法器26的输出信号(-1-min)，单点划线表示三次高次谐波成分(-k·3f)。

在图8(a)中，实线表示根据上述三个信号的组合而生成的零相电压指令vz。与图7(a)一样地，零相电压指令vz构成为每隔三次高次谐波成分3f的1/2周期交替地切换成(-1-min)及(-1.0·sin(3θ))中电压值较大的一个或(1-max)及(-1.0·sin(3θ))中电压值较小的一个。

但是，在图8(a)中，通过增大k，三次高次谐波成分3f的振幅增大。因此，三次高次谐波成分3f急剧变化，其结果是，零相电压指令vz也在正负之间急剧变化。即，随着增大k的值(增大三次高次谐波成分的振幅)，零相电压指令vz中三次高次谐波成分的贡献减小，而接近于通常的二相调制方式中的零相电压指令vz(参照图5(a))。

其结果是，如图8(b)所示，三相电压指令vu*、vv*、vw*表现出不连续性，接近于图6所示的三相电压指令vu*、vv*、vw*的波形。由此，与-k＝-0.3的情况(参照图7)相比，产生了三相逆变器2的输出电压的波形变形，因而可导致输出电压中包含的高次谐波成分及零相电流增加。另一方面，与-k＝-0.3的情况相比，在每一通断周期中振幅固定为1的期间延长，因而通断次数减少。因此，能够减小三相逆变器2的通断损耗。

图9是对有关本实施方式的二相调制校正部8(参照图4)设-k＝-0.15(即k＝0.15)时的信号波形图。图9(a)是零相电压指令vz的波形图，图9(b)是三相电压指令vu*、vv*、vw*及控制信号gu、gv、gw的波形图。

在-k＝-0.15的情况下，三次高次谐波成分3f的振幅为0.15。在图9(a)中，虚线表示减法器24的输出信号(1-max)及减法器26的输出信号(-1-min)，单点划线表示三次高次谐波成分(-k·3f)。

在图9(a)中，实线表示根据上述三个信号的组合而生成的零相电压指令vz。与图7(a)一样地，零相电压指令vz构成为每隔三次高次谐波成分3f的1/2周期交替地切换成(-1-min)及(-0.15·sin(3θ))中电压值较大的一个或(1-max)及(-0.15·sin(3θ))中电压值较小的一个。

但是，在图9(a)中，通过减小k的值，三次高次谐波成分(-k·3f)的振幅减小。因此，零相电压指令vz中三次高次谐波成分的贡献增大。

其结果是，如图9(b)所示，三相电压指令vu*、vv*、vw*在每一通断周期中振幅固定为1的期间缩短，其波形接近正弦波。由此，与-k＝-0.3的情况(参照图7)相比，抑制三相逆变器2的输出电压的波形变形，因而能够进一步减小输出电压中包含的高次谐波成分及零相电流。另一方面，与-k＝-0.3的情况相比，由于通断次数增加，因而三相逆变器2的通断损耗增加。

这样随着使k的值接近0，三相逆变器2的pwm控制由二相调制方式转变为正弦波比较方式。另外，在k＝0的情况下，零相电压指令vz＝0。因此，三相电压指令vu*、vv*、vw*实质上与三相电压指令vu#、vv#、vw#相同。因此，成为利用正弦波比较方式进行三相逆变器2的pwm控制。

图10是对有关本实施方式的二相调制校正部8(参照图4)设-k＝+0.15(即k＝-0.15)时的信号波形图。图10(a)是零相电压指令vz的波形图，图10(b)是三相电压指令vu*、vv*、vw*及控制信号gu、gv、gw的波形图。

在-k＝+0.15的情况下，三次高次谐波成分3f的振幅为0.15。在图10(a)中，虚线表示减法器24的输出信号(1-max)及减法器26的输出信号(-1-min)，单点划线表示三次高次谐波成分(-k·3f)。

在图10(a)中，实线表示根据上述三个信号的组合而生成的零相电压指令vz。与-k＝-0.15的情况(参照图9)相比，三次高次谐波成分(-k·3f)的正负反转。在图10(a)的例子中，(+0.15·3f)与(1-max)及(-1-min)的任一个都不相交。因此，零相电压指令vz仅由三次高次谐波成分(+0.15·sin(3θ))构成。

其结果是，如图10(b)所示，关于三相电压指令vu*、vv*、vw*，对各相的电压指令vu*、vv*、vw*叠加了三次高次谐波成分(+0.15·sin(3θ))。各相的电压指令vu*、vv*、vw*的振幅比载波cw的振幅1小，因而在整个期间中进行pwm。三次高次谐波成分对三相逆变器2的输出线间电压不产生影响，因而线间电压的基波振幅增大，能够提高电压利用率。但是，与图7及图8的情况相比，三相的开关元件始终进行接通断开动作，因而三相逆变器2的通断损耗增加。

如以上说明的那样，通过根据与三次高次谐波成分3f相乘的系数“-k”调整三次高次谐波成分的振幅及正负，能够使零相电压指令vz中包含的三次高次谐波成分3f变化。在上述的例子中，在使系数“-k”由-0.3变化为-1.0来增大三次高次谐波成分3f的振幅时，零相电压指令vz接近于通常的二相调制方式中的零相电压指令。因此，虽然三相逆变器2的输出电压中的高次谐波成分及零相电流增加，但是具有可以减小在三相逆变器2产生的通断损耗的优点。

与此相对，在使系数“-k”由-0.3变化为-0.15来减小三次高次谐波成分3f的振幅时，零相电压指令vz中的三次高次谐波成分(-k·3f)的贡献增大。由此，三相电压指令vu*、vv*、vw*接近正弦波，因而虽然三相逆变器2的通断损耗增加，但是具有能够抑制三相逆变器2的输出电压中的高次谐波成分及零相电流的优点。另外，随着使k的值接近0而接近基于正弦波比较方式的pwm控制，并在k＝0时成为基于正弦波比较方式的pwm控制。

另外，在使系数“-k”的正负反转的情况下，根据对三相电压指令vu#、vv#、vw#叠加了三次高次谐波成分3f的信号进行三相逆变器2的pwm控制。在这种情况下，具有能够提高电压利用率的优点。

这样，根据有关本实施方式的电力转换装置，通过调整与三次高次谐波成分3f相乘的系数“-k”的大小及正负，能够切换以下方式：第一方式，根据二相调制方式对三相逆变器2进行pwm控制(例如参照图8)；第二方式，使用二相调制方式及三次高次谐波成分对三相逆变器2进行pwm控制(例如参照图7及图9)；第三方式，根据基于三相电压指令vu#、vv#、vw#的正弦波比较方式对三相逆变器2进行pwm控制(例如k＝0时)；第四方式，根据叠加了三次高次谐波成分3f的三相电压指令vu#、vv#、vw#对三相逆变器2进行pwm控制(例如参照图10)。

由此，通过比较第一～第四方式各自的优点及缺点，能够按照优选的优点选择第一～第四方式中任一个方式。具体地，能够在想要优先减小三相逆变器2的通断损耗的情况下，选择第一方式，另一方面，在想要优先减小输出电压中包含的高次谐波成分及零相电流的情况下，选择第二方式或者第三方式。此外，能够在想要优先提高电压利用率的情况下，选择第四方式。例如，控制装置5能够根据在三相逆变器2流过的电流及/或输出电压的大小，选择第一～第四方式中任一个方式。

例如，假设将有关本实施方式的电力转换装置应用于不间断电源装置的情况。在不间断电源装置中，通常在输出功率为额定负载以下的范围中，作为三相逆变器的输出电压的规格，规定使输出电压的畸变率不超过规定的阈值。另一方面，在输出功率成为过负载的范围中，不对上述的规格进行补偿。因此，在输出功率为额定负载以下的情况下，通过选择第三方式或者第四方式，能够优先照顾输出电压的畸变率。另一方面，在输出功率成为过负载的情况下，通过选择第一方式或者第二方式，能够优先减小三相逆变器2的功率损耗。

此次公开的实施方式是在所有方面中的示例，不应该理解为限制性的方式。本发明不是依据上述的说明而是依据权利要求书进行公开，应理解为包括与权力要求书等价的意义及范围中的所有的变更。

标号说明

1…直流电源；2…三相逆变器；3u…u相臂；3v…v相臂；3w…w相臂；5…控制装置；6…电压指令产生器；8、8a…二相调制校正部；10、32…比较器；12…载波产生器；20、48…最大值选择部；22、50…最小值选择部；24、26…减法器；28、30…绝对值电路；34…切换部；36、38、40…加法器；46…乘法器；cw…载波；q1～q6…开关元件；d1～d6…二极管；t1、t2…直流端子；t3～t5…交流端子；pl1…直流正母线；nl1…直流负母线；vu#、vv#、vw#…三相电压指令；vu*、vv*、v*#…三相电压指令(校正后)；vz…零相电压指令。