功率转换器的制作方法

本公开的实施例通常涉及电力的领域，并且具体涉及功率转换器。
背景技术：
：非隔离的全桥是功率因数校正(pfc)和电网连接转换器应用中最流行的拓扑中的一个。通常采用l或lcl滤波器来抑制注入ac电网的高频差模纹波电流。在具有相同的电感的情况下lcl滤波器比l滤波器具有更好的滤波性能。然而，lcl滤波器需要更多电感器，这导致更高的成本和更大的尺寸。单极开关方案可以应用于非隔离的全桥拓扑。然而，单极开关方案会将高频共模电压引入到ac电网。共模(cm)电压在电网网络的接地端子生成高频漏电流，这会触发断路器关断整个网络。在光伏(pv)和电机驱动应用中，由于相当大的cm杂散电容，cm漏电流相对较高，会降低功率转换器的使用寿命，甚至损坏pv板或电机的轴承。ep2882090a1介绍了一种功率转换器，该功率转换器包括两个附加的滤波器开关以解决上述问题。然而，滤波器开关的增加将导致成本的增加和功率变换器的可靠性的降低。因此，需要功率转换器中的持续改进。技术实现要素：通常，本公开的示例实施例提供一种功率转换器。根据一些实施例，提供了一种功率转换器。该功率转换器包括全桥转换电路，该全桥转换电路包括：第一支路，包括在第一节点处彼此耦合的第一高侧开关和第一低侧开关，以及第二支路，包括在第二节点处彼此耦合的第二高侧开关和第二低侧开关。功率转换器还包括ac滤波器，该ac滤波器包括：第一电感器，包括耦合到第一节点的第一端和能够被耦合到电网的第二端，第二电感器，包括耦合到第二节点的第一端和能够被耦合到电网的第二端，以及电容器，包括耦合到第一电感器的第二端的第一端和耦合到第二支路的第二端。在电网的ac电压的周期期间电容器的第一端电耦合到第一电感器的第二端。根据本公开的实施例，lcl滤波器在不需要附加的电感器的情况下形成，这降低了功率转换器的成本。电容器与杂散电容并联配置，从而可以降低高频cm漏电流。同时，附加的开关不被连接或耦合在电容器和电感器之间，导致功率转换器的成本降低而可靠性提高。在一些实施例中，第二高侧开关和第二低侧开关被配置为在ac电压的过零附近的时间窗口期间被关断，并且第一高侧开关和/或第一低侧开关在该时间窗口期间以第一频率被接通和被关断，第一频率高于线路频率。以这种方式，基本上可以抑制ac电压的过零处的电网电流上的电流尖峰。在一些实施例中，第一高侧开关和第一低侧开关被配置为在时间窗口外的ac电压的正半周期中的第一时段以及在时间窗口外的ac电压的负半周期中的第二时段期间以第二频率被接通和被关断，第二频率高于线路频率。在一些实施例中，第二高侧开关和第二低侧开关中的一个开关被配置为在第一时段期间接通以及在第二时段期间被关断，并且第二高侧开关和第二低侧开关中的另一个开关被配置为在第一时段期间被关断以及在第二时段期间接通。以这种方式，使用单极开关方案替代双极开关方案，并且基本上可以降低功率开关以及功率转换器的成本。在一些实施例中，第一高侧开关和第一低侧开关被配置为以高于线路频率的频率操作，并且第二高侧开关和第二低侧开关被配置为以线路频率操作。通过以线路频率操作第二高侧开关和第二低侧开关，可以降低功率转换器的成本并提高功率转换器的可靠性。在一些实施例中，电容器的第二端耦合到第二节点。在一些实施例中，第二支路耦合在dc正极端子和dc负极端子之间，并且其中电容器的第二端耦合到dc负极端子或dc正极端子。在一些实施例中，第一高侧开关和第一低侧开关中的每个开关包括金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)，并且第二高侧开关和第二低侧开关中的每个开关包括绝缘栅双极型晶体管(igbt)。mosfet可以以高频率开关并且igbt可以以相对较低的频率开关。以这种方式，第一支路和第二支路被提供有适用于其相应的需求的相应的开关。在实施例中，第一高侧开关、第一低侧开关、第二高侧开关以及第二低侧开关中的每个开关包括金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)。在一些实施例中，第一支路和第二支路中的至少一个支路包括交叉拓扑或多电平拓扑。应该理解的是
发明内容不旨在标识本公开的实施例的关键或必要的特征，也不旨在用于限制本公开的范围。本公开的其他特征通过以下描述将变得容易理解。附图说明通过在附图中的本公开的一些实施例的更详细的描述，本公开的上述和其他目标、特征和优点将会变得更加明显，其中：图1示出了根据现有技术的功率转换器；图2示出了根据本公开的实施例的功率转换器；图3示出了根据本公开的实施例的功率转换器；图4示出了根据本公开的实施例的功率转换器；图5示出了根据本公开的实施例的功率转换器；图6(a)至图6(c)各自图示了根据本公开的实施例的功率转换器的相支路；图7示出了图2中所示的功率转换器的高频等效电路；图8示出了图示图2中所示的功率转换器的运行的时序图；图9示出了图2中所示的功率转换器的操作模式；图10示出了图9中所示的操作模式的高频等效电路；图11示出了图2中所示的功率转换器的另一操作模式；图12示出了与图2中所示的功率转换器比较的功率转换器。在这些附图中，相同或相似的附图标记表示相同或相似的元件。具体实施方式现在将参考一些示例实施例描述本公开的原理。应该理解的是这些实施例仅出于说明的目的来描述，并帮助本领域的技术人员理解和实现本公开，而不对本公开的范围提出任何限制。本文描述的本公开还可以以除了下文描述的方式以外的各种方式实现。如本文所使用的，术语“包括”及其变体应该被解读为开放术语，意思是“包括但不限于”。术语“基于”应该被解读为“至少部分基于”。术语“一个实施例”和“一种实施例”应该被解读为“至少一个实施例”。术语“另一实施例”应该被解读为“至少一个其他实施例”。下文还可能包括其他明确或隐含的定义。图1示出了根据现有技术的功率转换器的示意图，它是ep2882090a1中图5的再现。ac滤波器l1、l2可以被重新配置为ac滤波器l1、c1、l2或l1、c2、l2，而不需要添加附加的电感器。功率转换器可以借助于降低滤波器电感器的电感值来节约成本。可以经由cm杂散电容器clk抑制高频共模(cm)漏电流，并且在功率转换器中可以使用单极开关方案。然而，功率转换器包括附加的双向开关，该开关必须随着ac电网电压的极性变化而开关。这种配置和操作会提高功率转换器的成本并降低功率转换器的可靠性。因此，需要改进的功率转换器。图2示出了根据本公开的实施例的功率转换器100的示意图。例如，功率转换器100是包括全桥转换电路的全桥单相功率转换器。例如，功率转换器100可以是逆变器。全桥转换电路包括第一支路以及第二支路，该第一支路具有高侧开关q1和在节点a处耦合到高侧开关q1的低侧开关q3，该第二支路具有高侧开关q2和在节点b处耦合到高侧开关q2的低侧开关q4。高侧开关q1和q2耦合到dc链路vdc的正极端子，并且低侧开关q3和q4耦合到dc链路vdc的负极端子。功率转换器100还包括具有第一电感器lf1、第二电感器lf2和电容器c的ac滤波器。第一电感器lf1的第一端耦合到节点a，并且第一电感器lf1的第二端耦合到ac电源(例如，电网)。第二电感器lf2的第一端耦合到节点b，并且第二电感器lf2的第二端耦合到电网。电容器c的第一端(上极板)耦合到电感器lf1的第二端，并且电容器c的第二端(下极板)耦合到第二支路，例如耦合到dc链路vdc的负极端子。图3示出了根据本公开的实施例的功率转换器100的电路图。图3中所示的功率转换器100和图2中所示的功率转换器100之间的差异是电容器c的第二端耦合到节点b，即电感器lf2的第一端。图4示出了根据本公开的实施例的功率转换器100的电路图。图4中所示的功率转换器100和图2中所示的功率转换器100之间的差异是电容器c的第二端耦合到dc链路vdc的正极端子。因为没有附加的开关连接或耦合在电容器c和电感器lf1之间，所以在电网的周期期间，电容器的第一端电耦合到第一电感器lf1的第二端。在ac电压的周期期间，电容器c的第一端与第二电感器lf2的第二端解耦或断开。与图1中所示的功率转换器相比，可以降低功率转换器100的成本并提升功率转换器100的可靠性。如图2至图4所示，q1至q4中的每个开关由金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)实现，例如，诸如simosfet或sicmosfet的功率mosfet。然而，应该理解的是，开关q1至q4可以由任何其他适当的开关实现，例如，绝缘栅双极型晶体管(igbt)。此外，功率开关可以从由gan半导体器件、sic半导体器件、simosfet和igbt组成的组中选择。图5示出了根据本公开的实施例的功率转换器100的电路图。图5中所示的功率转换器100和图2中所示的功率转换器100之间的差异是开关q2和q4由igbt实现。应该理解的是相支路可以以任何其他适当的方式实现，并且本公开不在该方面进行限制。例如，图6(a)至图6(c)示出了根据本公开的实施例的功率转换器100的相支路的备选实施例。功率转换器100的每个支路可以由图6(a)至图6(c)所示的相支路实现。图6(a)示出了具有交叉拓扑的相支路。该相支路包括四个与耦合的电感器lcp交叉的晶体管。图6(b)示出了具有交叉拓扑的相支路，交叉拓扑包括与两个晶体管交叉的两个晶体管。图6(c)示出了具有三电平拓扑的相支路，电平拓扑包括四个晶体管和两个二极管。应该理解的是相支路还可以＝由任何适当的多电平拓扑来实现。现在参考图2描述功率转换器100的操作。然而，应该理解的是，结合图2描述的操作还可以应用于本公开的其他实施例，例如，图3至图5中所示的实施例或它们的任意组合或修改。图2示出了与电容器cf并联的共模杂散电容器clk。电容器c的电容可以远大于杂散电容clk，使得低阻抗路径与杂散电容器clk并联形成。因此，漏电流可以被电容器cf偏置。可以显著降低流过clk的高频共模漏电流。在一些实施例中，开关q1和q3被配置为以第一频率操作，而开关q2和q4被配置为以第二频率操作。例如，第二频率是线路频率，并且第一频率大于线路频率(例如，高频率)。因此，节点a上的电位以高频率变化，并且节点b上的电位大多数时间保持稳定。从高频信号的角度来看，线路频率电源vgrid和直流(dc)电源vdc中的每一个都被认为是短路。图7中示出了功率转换器100的高频等效电路。如图7所示，形成了lcl输出滤波器，并且lcl输出滤波器的输出电流是电网电流。因此，lcl滤波器的形成不需要附加的电感器，这降低了功率转换器的成本。尽管节点b上的电位大多数时间保持稳定，但是当第二支路的开关q2和q4接通或关断时，节点b上的电位会迅速变化。电网电流上会出现电流尖峰。因此，当线路频率支路开关时，高频支路可以实现开关方案。调节电容器cf两端的电压以适用或适应节点b的电位变化。以这种方式，可以抑制电网电流上的电流尖峰。现在将参考图8来描述功率转换器100的这种开关方案，其示出了示出图2中所示的功率转换器100的操作的时序图。如图8所示，vgq1至vgq4各自表示开关q1至q4的相应的栅极上的栅极电压，并且vgrid、igrid和vcf表示电网电压、电网电流以及电容器cf两端的电压。电网电压的周期tgrid包括ac电压的正半周期中的第一时段t1、ac电压的过零附近的第二时段t2、ac电压的负半周期中的第三时段t3和ac电压的另一过零附近的第四时段t4。桥接单极开关方案应用于第一支路(高频开关支路)以将电网电流整形为正弦。例如，在第一时段t1和第三时段t3期间，桥接单极开关方案如图8中的开关模式1所示。在第一时段t1和第三时段t3期间，开关q2和q4以线路频率操作。图9示出了ac电压的正半周期中的第一时段t1的功率转换器100的操作模式。在第一时段t1期间，关断线路频率支路上的开关q2并接通线路频率支路上的开关q4。因此，节点b上的电位是稳定的并且被箝位到dc链路的负电压。以高频率接通和关断开关q1和q3。因此，节点a上的电位以高频率变化。从高频信号的角度来看，线路频率电源vgrid和dc电源vdc中的每一个都被认为是短路。图10示出了该操作模式下功率转换器100的高频等效电路。虚线圈表示高频差模电流回路，这是衰减为60db/dec的lcl滤波器。点线圈表示高频共模电流回路。此外，可以看出电容器cf与杂散电容器clk并联连接。因此，漏电流可以被电容器偏置。可以显著降低流过clk的高频共模漏电流。ac电压的负半周期中的第三时段t3期间的操作是相同的，并且为了清楚起见而不再详细描述。返回参考图8，在电网电压过零的时隙期间(即第二时段t2和第四时段t4)，调制方案将从开关模式1变为开关模式2，这可以是高频开关方案。开关q2和q4以与在线路频率处接通和关断不同的方法操作。图11示出了第二时段t2或第四时段t4的功率转换器100的操作模式。如图8和图11所示，开关q2和q4都关断。开关q1和/或q3可以以第三频率接通和关断。第三频率可以高于ac电源的频率，即线路频率。如图11所示，开关q1和q3备选地可以以第三频率接通和关断。备选地，开关q1可以关断，并且电流可以通过与开关q1反并联的二极管传导(例如，单独的二极管或mosfet的体二极管)，并且开关q3可以以第三频率接通和关断，反之亦然。当线路频率支路开关时，节点b上的电压不稳定。例如，当开关q4关断并且开关q2接通时，节点b上的电位非常迅速地从0变为vdc。然而，电容器cf两端的电压仍然约为零。节点b和电容器cf之间的电压差导致电网电流上较大的电流尖峰。开关模式2可以通过开关高频支路来调节电容器cf两端的电压。通过开关高频支路，在开关q2接通前，电容器cf被充电到vdc，使得电压差变得非常小并且还可以抑制电流尖峰。在另一方面，当开关q2关断并且开关q4接通时，可以通过开关高频支路来将电容器cf放电到零。如图11所示，当开关q1和q3备选地可以以第三频率接通和关断时，升压降压转换器被形成为电容器cf充电或放电。在其他情况下，升压降压转换器或开关模式可以用于为电容器cf充电或放电。例如，当开关q3关断并且通过与开关q3反并联的二极管传导电流，并且开关q1以第三频率接通和关断时，将会形成降压转换器为电容器cf充电或放电。当开关q1关断并且电流通过与开关q1反并联的二极管传导，并且开关q3以第三频率接通和关断时，将会形成升压转换器为电容器cf充电或放电。图12示出了用于仿真的功率转换器1200的示意图。功率转换器1200是从图1所示的功率转换器导出的。然而，功率转换器1200不通过包括在本文中而被承认为现有技术。表1示出了功率转换器1200的仿真规范。表1.功率转换器1200的仿真规范对于图2中所示的功率转换器100，仿真参数与对比研究基本相同，并且表2中示出了仿真规范。为了易于比较，所有功率半导体开关是相同的，尽管线路频路支路中的开关q2和q4可以选择为igbt或simosfet而在一方面或另一方面获得优势。表2.图2中所示的功率转换器100的仿真规范仿真结果示出了两个功率转换器100和1200可以获得相似的性能。在下表3中总结了结果。在仿真中，两个转换器使用单极调制方案，并且具有lcl滤波器性能而没有任何附加的电网侧的电感器，并且还可以抑制共模漏电流。因为两个转换器中都使用了单极调制方案，因此转换器的功率损耗彼此非常相似，尽管转换器的调制方案彼此不相同。功率转换器100的功率损耗为31.38w，而功率转换器1200的功率损耗为30.77w。功率转换器100和1200的效率分别为98.46％和98.48％。功率转换器1200的电网电流的总谐波失真(电流)thdi为0.4％，并且功率转换器100的thdi为1.37％，稍差于功率转换器1200，但是足够满足需求(<5％)。功率转换器1200中共模漏电流的均方根(rms)值为15.1ma，并且功率转换器1200中共模漏电流的rms值具有非常相似的结果(即，17.1ma)。因此，功率转换器100和1200具有非常相似的性能。根据物料清单(bom)，功率转换器100可以节省四个功率半导体器件，这意味着成本的显著降低，特别是考虑到相关的栅极驱动器和散热器。此外，功率转换器100具有更高的可靠性和更小的尺寸。表3.比较总结功率转换器100功率转换器1200thdi1.37％0.4％hfcm漏电流17.1ma15.1ma效率98.46％98.48％上述描述示出了本公开的各种实施例以及特定实施例的方面可以如何实现的示例。上述示例不应该被认为是唯一的实施例，并且是提出这些示例以说明由所附权利要求定义的特定实施例的灵活性和优点。基于上述公开和所附权利要求，可以在不背离由权利要求定义的本公开的范围的情况下采用其他布置、实施例、实现和等效物。当前第1页12