一种三相电流型并网逆变器控制方法与流程

本发明涉及逆变器技术领域，尤其涉及一种三相电流型并网逆变器控制方法。

背景技术：

随着能源短缺和环境污染问题的日益严峻，风能、太阳能等可再生能源发电技术得到了快速的发展。并网逆变器作为可再生能源与电网的接口，对能量转化有较大的影响。根据直流侧储能形式的不同，并网逆变器分为电压型逆变器vsi和电流型逆变器csi。相对于vsi来说，csi具有升压特性、可靠的短路保护特性、简单的直接电流控制特性等优点，因此目前已经广泛地应用于包括新能源发电、电机驱动、有源电力滤波器等在内的诸多领域。

在不平衡及谐波电网下，csi并网电流中会包含相应频率的谐波进而影响并网电流波形质量，并且当电网电压谐波频率与cl滤波器谐振频率相近时甚至会造成csi三相csi不稳定。目前，不平衡及谐波电网下csi控制方法的研究较少，主要的控制方法为分别控制并网电流的基波正负序分量以及相应的谐波分量。有文献在双同步坐标系中，推导了不平衡电网下电流型变流器的补偿电流表达式，但是不能实现网侧电流闭环控制，功率因数不可调。另一文献为实现不平衡电网下对正负序电流的控制，首先提取网侧电流正负序分量，接着在正负序同步旋转坐标系中采用pi调节器分别控制正序和负序电流，但是其控制策略采用复杂的三环控制，需要调节的参数多，结构复杂。还有文献通过构造相应的并网电流正负序分量以及5、7次谐波分量给定值，并通过mpr控制器实现了不平衡及5、7次谐波电网下并网电流的控制，然而其控制结构较为复杂。

相较于csi来说，学者们对vsi控制方法的研究更为成熟。有文献针对lc型离网vsi为非线性负载供电时输出电压发生畸变这一问题，根据三相csi模型构造出了一种负载电流前馈的控制方法，成功抑制了负载电流畸变对vsi输出电压的影响。针对畸变电网下lcl型并网vsi，有学者提出了一种电网电压全前馈的控制方法，成功抑制了电网电压畸变对并网电流的影响。然而，考虑到csi与vsi的对偶关系，目前电流型并网逆变器中仍然缺少一种简单的可以有效抑制电网电压谐波对并网电流的影响的控制方法。

技术实现要素：

发明目的：针对现有电流型并网逆变器中，缺少简单有效抑制电网电压谐波对并网电流影响的问题，本发明提出一种三相电流型并网逆变器控制方法。

技术方案：为实现本发明的目的，本发明所采用的技术方案是：

一种三相电流型并网逆变器控制方法，所述控制方法包括如下步骤：

s1：通过3s/2r坐标转换获取交流侧dq轴电感电流、交流侧dq轴电容电压和交流侧dq轴电网电压；

s2：根据交流侧dq轴电感电流稳态值和所述交流侧dq轴电网电压，确定逆变器交流侧输入电流指令值的电容电压稳态值和电流稳态值；

s3：根据所述电流稳态值、交流侧dq轴电感电流、交流侧dq轴电感电流稳态值、交流侧dq轴电容电压、电容电压稳态值，获取控制策略；

s4：通过所述电容电压稳态值、电流稳态值和控制策略，确定逆变器交流侧输入电流指令值；

s5：将所述逆变器交流侧输入电流指令值作为三相电流型并网逆变器中三相逆变器不同开关模式模块svpwm的调制信号。

更进一步地，所述步骤s1通过3s/2r坐标转换获取交流侧dq轴电感电流、交流侧dq轴电容电压和交流侧dq轴电网电压，具体包括：

s1.1：采样获取交流侧三相电感电流、交流侧三相电容电压和交流侧三相电网电压；

s1.2：根据3s/2r坐标转换，将交流侧三相电感电流、交流侧三相电容电压和交流侧三相电网电压转换，获取交流侧dq轴电感电流、交流侧dq轴电容电压和交流侧dq轴电网电压。

更进一步地，所述逆变器交流侧输入电流指令值的电容电压稳态值包括逆变器交流侧输入电流指令值的交流侧dq轴电容电压稳态值，所述逆变器交流侧输入电流指令值的电流稳态值包括逆变器交流侧输入电流指令值的逆变器交流侧dq轴电流稳态值。

更进一步地，所述步骤s2确定逆变器交流侧输入电流指令值的电容电压稳态值和电流稳态值，具体包括：

s2.1：通过采样获取三相csi直流侧电流，确定交流侧dq轴电感电流稳态值；

s2.2：根据所述交流侧dq轴电感电流稳态值和交流侧dq轴电网电压，获取交流侧dq轴电网电压预测值、交流侧dq轴电网电压预测值的微分值；

s2.3：根据所述交流侧dq轴电网电压预测值、交流侧dq轴电网电压预测值的微分值，确定所述逆变器交流侧输入电流指令值的电容电压稳态值和电流稳态值，具体为：

其中：ω为电网电压基波角频率，l为滤波电感，c为滤波电容，k为逆变器运行的时刻，为交流侧d轴电感电流稳态值，为交流侧q轴电感电流稳态值，ed(k+1)为交流侧d轴电网电压预测值，eq(k+1)为交流侧q轴电网电压预测值，dd(k+1)为交流侧d轴电网电压预测值的微分值，dq(k+1)交流侧q轴电网电压预测值的微分值，为逆变器交流侧输入电流指令值的交流侧d轴电容电压稳态值，为逆变器交流侧输入电流指令值的交流侧q轴电容电压稳态值，为逆变器交流侧输入电流指令值的交流侧d轴电流稳态值，为逆变器交流侧输入电流指令值的交流侧q轴电流稳态值。

更进一步地，所述步骤s2.1确定交流侧dq轴电感电流稳态值，具体包括：

s2.1.1：所述三相csi的直流侧电流由直流侧pi控制器输出，经过陷波器处理，获取所述交流侧d轴电感电流稳态值；

s2.1.2：所述交流侧q轴电感电流稳态值设置为0。

更进一步地，所述步骤s2.2获取交流侧dq轴电网电压预测值、交流侧dq轴电网电压预测值的微分值，具体包括：

s2.2.1：通过sogi模块确定所述交流侧dq轴电网电压预测值，具体为：

其中：ed为交流侧d轴电网电压的直流分量，eq交流侧q轴电网电压的直流分量，ω1为角频率，ts为采样周期，kd和kq为函数系数，k为逆变器运行的时刻，θ为初始相位角，ed(k+1)为交流侧d轴电网电压预测值，eq(k+1)为交流侧q轴电网电压预测值；

s2.2.2：根据所述交流侧dq轴电网电压预测值，确定交流侧dq轴电网电压预测值的微分值，具体为：

其中：ω1为角频率，ts为采样周期，kd和kq为函数系数，k为逆变器运行的时刻，θ为初始相位角，dd(k+1)为交流侧d轴电网电压预测值的微分值，dq(k+1)交流侧q轴电网电压预测值的微分值。

更进一步地，所述步骤s3获取控制策略，具体包括：

s3.1：确定价值函数的矩阵形式，具体为：

j＝||cμ(k)+γμiw(k)||²

其中：

c12(k)为矩阵cμ(k)的前两行，γ12为状态空间方程中的常量，i2×2为单位矩阵，iw(k)为逆变器侧电流，μ为权值；

s3.2：根据所述价值函数的矩阵形式，获取价值函数最优解，具体为：

其中：

c12(k)为矩阵cμ(k)的前两行，φ、γ和γ12为状态空间方程中的常量，i2×2为单位矩阵，iw(k)为逆变器侧电流，为逆变器侧电流稳态值，μ为权值，xde(k)为误差状态空间变量，为γμ的转置矩阵；

s3.3：根据所述价值函数最优解、逆变器交流侧dq轴电流稳态值、交流侧dq轴电感电流、交流侧dq轴电感电流稳态值、交流侧dq轴电容电压和交流侧dq轴电容电压稳态值，获取所述控制策略，具体为：

其中：为逆变器侧d轴电流稳态值，为逆变器q轴电流稳态值，id(k)为交流侧d轴电感电流值，iq(k)为交流侧q轴电感电流值，为交流侧d轴电感电流稳态值，为交流侧q轴电感电流稳态值，vd(k)为交流侧d轴电容电压，vq(k)为交流侧q轴电容电压，为交流侧d轴电容电压稳态值，为交流侧q轴电容电压稳态值，μ为权值，ide(k)为交流侧d轴电感电流稳态值与实际值差值，iqe(k)为交流侧q轴电感电流稳态值与实际值差值的预测值，vde(k)为交流侧d轴电容电压稳态值与实际值差值的预测值，vqe(k)为交流侧q轴电容电压稳态值与实际值差值的预测值，a、b、α为固定参数。

更进一步地，所述步骤s4确定逆变器交流侧输入电流指令值，具体包括：

s4.1：根据三相csi状态空间方程，获取交流侧dq轴电感电流稳态值与实际值差值的预测值、交流侧dq轴电容电压稳态值与实际值差值的预测值，具体为：

其中：id(k)为交流侧d轴电感电流值，iq(k)为交流侧q轴电感电流值，为交流侧d轴电感电流稳态值，为交流侧q轴电感电流稳态值，iwd(k)为逆变器侧d轴电流值，iwq(k)为逆变器q轴电流值，为逆变器侧d轴电流稳态值，为逆变器q轴电流稳态值，vd为交流侧d轴电容电压，vq为交流侧q轴电容电压，为交流侧d轴电容电压稳态值，为交流侧q轴电容电压稳态值，ω为电网电压基波角频率，l为滤波电感，c为滤波电容，ts为采样周期，t为时间变量，ide(k)为交流侧d轴电感电流稳态值与实际值差值，iqe(k)为交流侧q轴电感电流稳态值与实际值差值的预测值，vde(k)为交流侧d轴电容电压稳态值与实际值差值的预测值，vqe(k)为交流侧q轴电容电压稳态值与实际值差值的预测值；

s4.2：根据所述交流侧dq轴电感电流稳态值与实际值差值的预测值、交流侧dq轴电容电压稳态值与实际值差值的预测值、逆变器交流侧dq轴电流稳态值、控制策略，确定逆变器交流侧输入电流指令值，具体为：

其中：为逆变器交流侧d轴电流稳态值，为逆变器交流侧q轴电流稳态值，ide(k+1)为交流侧d轴电感电流稳态值与实际值差值的预测值、ide(k+1)为交流侧q轴电感电流稳态值与实际值差值的预测值，vde(k+1)为交流侧d轴电容电压稳态值与实际值差值的预测值，vqe(k+1)为交流侧q轴电容电压稳态值与实际值差值的预测值，μ为权值，a、b、α为固定参数。

有益效果：与现有技术相比，本发明的技术方案具有以下有益技术效果：

(1)本发明通过构造一个包含电感电流与逆变器侧电流的价值函数，再根据最小二乘法计算得出逆变器侧电流输入指令，并通过数学方法将此最优逆变器侧电流输入指令简化，简化后由电感电流比例反馈、电容电压比例反馈、逆变器侧电流稳态值前馈共同组成，其中逆变器侧电流稳态值前馈项中包含的电网电压微分项，可以简单有效的抑制不平衡及谐波电网对电流型逆变器并网电流波形质量的影响；

(2)本发明的控制方法中的电感电流反馈系数与电容电压反馈系数仅需一个参数即可同时确定，简单易计算，同时其中的电容电压比例反馈可以有效抑制cl滤波器的谐振问题，进而实现三相并网csi在不平衡及谐波电网下的正常运行。

附图说明

图1为本发明一个实施例的三相电流型并网逆变器拓扑结构；

图2为本发明一个实施例的具有直流分量抑制能力的sogi模块；

图3为本发明一个实施例的三相电流型并网逆变器三相csi整体控制策略；

图4为三相电网不平衡时采用传统方法下csi仿真结果；

图5为三相电网不平衡时采用本文所提方法下csi仿真结果；

图6为三相电网包含谐波时采用传统方法下csi仿真结果；

图7为三相电网包含谐波时采用本文所提方法下csi仿真结果。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。其中，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。

实施例1

本实施例提供了一种三相电流型并网逆变器控制方法，本实施例中系统选择三相csi。参考图1、图2和图3，本发明的控制方法具体如下：

步骤s1：通过3s/2r坐标转换获取交流侧dq轴电感电流id和iq、交流侧dq轴电容电压vd和vq、交流侧dq轴电网电压ed和eq，具体包括如下步骤：

步骤s1.1：采样获取交流侧三相电感电流ia、ib、ic，交流侧三相电容电压va、vb、vc，交流侧三相电网电压ea、eb、ec。

步骤s1.2：根据3s/2r坐标转换，将交流侧三相电感电流ia、ib、ic，交流侧三相电容电压va、vb、vc，交流侧三相电网电压ea、eb、ec转换，获取交流侧dq轴电感电流id和iq、交流侧dq轴电容电压vd和vq、交流侧dq轴电网电压ed和eq。

步骤s2：根据交流侧dq轴电感电流稳态值和交流侧dq轴电网电压，确定逆变器交流侧输入电流指令值的电容电压稳态值和电流稳态值，在本实施例中，具体地讲，逆变器交流侧输入电流指令值的电容电压稳态值包括逆变器交流侧输入电流指令值的交流侧dq轴电容电压稳态值和逆变器交流侧输入电流指令值的电流稳态值包括逆变器交流侧输入电流指令值的逆变器交流侧dq轴电流稳态值和具体包括如下步骤：

步骤s2.1：通过采样获取三相csi直流侧电流idc，确定交流侧dq轴电感电流稳态值和值得注意的是，在本发明中，该控制方法的前提条件是交流侧dq轴电感电流稳定值和必须为恒定值。因此在非理想电网电压条件下，直流侧电流idc直接由pi控制器输出的输出值不能直接作为交流侧d轴电感电流稳定值必须经过滤波处理，使交流侧d轴电感电流稳态值为直流侧pi控制器输出值的直流分量。这是由于在不平衡及谐波电网下，csi直流侧电流与其给定值误差经过pi控制器输出包含有与交流侧dq轴电网电压同频率的谐波，因此交流侧d轴电感电流给定值不能直接由csi直流侧电流与其给定值误差经过pi控制器输出给定。具体为：

步骤s2.1.1：三相csi的直流侧电流idc由直流侧pi控制器输出，经过陷波器处理，获取交流侧d轴电感电流稳态值在本实施例中，更进一步地讲，陷波器的实现方法为：对于角频率为ω1的谐波分量为：

x1＝k1sin(ω1k+θ)

其中：ω1为角频率，k1为函数系数，θ为初始相位角，k为逆变器运行的时刻。

其中，角频率为ω1的谐波分量x1可以通过sogi模块进行提取，之后再用原信号减去谐波分量x1即可实现陷波器。

步骤s2.1.2：交流侧q轴电感电流稳态值设置为0。

步骤s2.2：根据交流侧dq轴电感电流稳态值和交流侧dq轴电网电压ed和eq，获取交流侧dq轴电网电压预测值ed(k+1)和eq(k+1)、交流侧dq轴电网电压预测值的微分值dd(k+1)和dq(k+1)。具体为：

步骤s2.2.1：通过sogi模块确定交流侧dq轴电网电压预测值ed(k+1)和eq(k+1)，具体如下：

在本实施例中，具体地讲，交流侧d轴电网电压ed(k)如下：

ed(k)＝ed+kdsin(ω1k+θ)

其中：ed为交流侧d轴电网电压的直流分量，ω1为角频率，ts为采样周期，kd为函数系数，k为逆变器运行的时刻，θ为初始相位角。

更进一步地讲，具有直流分量抑制能力的sogi模块可以同时提取出如下的两个谐波分量：

其中：ω1为角频率，ts为采样周期，kd为函数系数，k为逆变器运行的时刻，θ为初始相位角。

由于

kdsin(ω1(k+1)ts+θ)＝kdsin(ω1kts+θ)cos(ω1ts)-kdsin(ω1kts+θ-π/2)cos(ω1ts)

其中：ω1为角频率，ts为采样周期，kd为函数系数，k为逆变器运行的时刻，θ为初始相位角。

从而交流侧d轴电网电压预测值ed(k+1)为：

ed(k+1)＝ed+kdsin(ω1kts+θ)cos(ω1ts)-kdsin(ω1kts+θ-π/2)cos(ω1ts)

其中：ed为交流侧d轴电网电压的直流分量，ω1为角频率，ts为采样周期，kd为函数系数，k为逆变器运行的时刻，θ为初始相位角。

同样地，在本实施例中，交流侧q轴电网电压eq(k)如下：

eq(k)＝eq+kqsin(ω1k+θ)

其中：eq为交流侧q轴电网电压的直流分量，ω1为角频率，ts为采样周期，kq为函数系数，θ为初始相位角。

更进一步地讲，具有直流分量抑制能力的sogi模块可以同时提取出如下两个谐波分量：

其中：ω1为角频率，ts为采样周期，kq为函数系数，θ为初始相位角，k为时刻状态。

由于

kqsin(ω1(k+1)ts+θ)＝kqsin(ω1kts+θ)cos(ω1ts)-kqsin(ω1kts+θ-π/2)cos(ω1ts)

其中：ω1为角频率，ts为采样周期，kq为函数系数，θ为初始相位角，k为时刻状态。

从而交流侧d轴电网电压预测值eq(k+1)为：

eq(k+1)＝eq+kqsin(ω1kts+θ)cos(ω1ts)-kqsin(ω1kts+θ-π/2)cos(ω1ts)

其中：eq为交流侧q轴电网电压的直流分量，ω1为角频率，ts为采样周期，kq为函数系数，θ为初始相位角，k为逆变器运行的时刻。

步骤s2.2.2：根据交流侧dq轴电网电压预测值ed(k+1)和eq(k+1)，确定交流侧dq轴电网电压预测值的微分值dd(k+1)和dq(k+1)，具体为：

其中：ω1为角频率，ts为采样周期，kd和kq为函数系数，k为逆变器运行的时刻，θ为初始相位角，dd(k+1)为交流侧d轴电网电压预测值的微分值，dq(k+1)交流侧q轴电网电压预测值的微分值。

步骤s2.3：根据交流侧dq轴电网电压预测值ed(k+1)和eq(k+1)、交流侧dq轴电网电压预测值的微分值dd(k+1)和dq(k+1)，确定逆变器交流侧输入电流指令值的电容电压稳态值和还确定逆变器交流侧输入电流指令值的电流稳态值和具体为：

步骤s2.3.1：根据交流侧dq轴电感电流稳态值和交流侧dq轴电网电压ed和eq，获取交流侧dq轴电容电压稳态值和逆变器交流侧dq轴电流稳态值和具体为：

其中：ω为电网电压基波角频率，l为滤波电感，c为滤波电容，k为逆变器运行的时刻，为交流侧d轴电感电流稳态值，为交流侧q轴电感电流稳态值，ed(k)为交流侧d轴电网电压，eq(k)为交流侧q轴电网电压，为交流侧d轴电容电压稳态值，为交流侧q轴电容电压稳态值，为逆变器交流侧d轴电流稳态值，为逆变器交流侧q轴电流稳态值。

步骤s2.3.2：根据交流侧dq轴电容电压稳态值和逆变器交流侧dq轴电流稳态值和获取逆变器交流侧输入电流指令值的电容电压稳态值和电流稳态值和具体为：

其中：ω为电网电压基波角频率，l为滤波电感，c为滤波电容，k为逆变器运行的时刻，为交流侧d轴电感电流稳态值，为交流侧q轴电感电流稳态值，ed(k+1)为交流侧d轴电网电压预测值，eq(k+1)为交流侧q轴电网电压预测值，dd(k+1)为交流侧d轴电网电压预测值的微分值，dq(k+1)交流侧q轴电网电压预测值的微分值，为逆变器交流侧输入电流指令值的交流侧d轴电容电压稳态值，为逆变器交流侧输入电流指令值的交流侧q轴电容电压稳态值，为逆变器交流侧输入电流指令值的交流侧d轴电流稳态值，为逆变器交流侧输入电流指令值的交流侧q轴电流稳态值。

步骤s3：根据电流稳态值和交流侧dq轴电感电流id和iq、交流侧dq轴电感电流稳态值和交流侧dq轴电容电压ed和eq、电容电压稳态值和获取控制策略，具体包括如下步骤：

步骤s3.1：根据价值函数，获取价值函数的矩阵形式，具体如下：

其中价值函数如下：

其中：为交流侧d轴电感电流稳态值，为交流侧q轴电感电流稳态值，id(k+1)为交流侧d轴电感电流值，iq(k+1)为交流侧q轴电感电流值，iwd(k)为逆变器交流侧d轴电流值，iwq(k)为逆变器交流侧q轴电流值，为逆变器交流侧d轴电流稳态值，逆变器交流侧q轴电流稳态值。

令

则价值函数可表示为矩阵形式如下：

j＝||cμ(k)+γμiw(k)||²

其中：c12(k)为矩阵cμ(k)的前两行，c34(k)为矩阵cμ(k)的后两行，φ、γ、γ12(k)和γ34(k)为状态空间方程中的常量，i2×2为单位矩阵，iw(k)为逆变器侧电流，为逆变器侧电流稳态值，μ为权值，xde(k)为误差状态空间变量，r^4×1为cx(k)和γ的矩阵形式。

步骤s3.2：根据价值函数的矩阵形式，通过矩阵论相关知识，获取价值函数最优解，具体为：

其中：

c12(k)为矩阵cμ(k)的前两行，φ、γ和γ12为状态空间方程中的常量，i2×2为单位矩阵，iw(k)为逆变器侧电流，为逆变器侧电流稳态值，μ为权值，xde(k)为误差状态空间变量，为γμ的转置矩阵。

步骤s3.3：根据逆变器交流侧dq轴电流稳态值和交流侧dq轴电感电流id和iq、交流侧dq轴电感电流稳态值和交流侧dq轴电容电压vd和vq、交流侧dq轴电容电压稳态值和价值函数最优解，获取控制策略，具体为：

其中：：为逆变器侧d轴电流稳态值，为逆变器q轴电流稳态值，id(k)为交流侧d轴电感电流值，iq(k)为交流侧q轴电感电流值，为交流侧d轴电感电流稳态值，为交流侧q轴电感电流稳态值，vd(k)为交流侧d轴电容电压，vq(k)为交流侧q轴电容电压，为交流侧d轴电容电压稳态值，为交流侧q轴电容电压稳态值，μ为权值，ide(k)为交流侧d轴电感电流稳态值与实际值差值，iqe(k)为交流侧q轴电感电流稳态值与实际值差值的预测值，vde(k)为交流侧d轴电容电压稳态值与实际值差值的预测值，vqe(k)为交流侧q轴电容电压稳态值与实际值差值的预测值，a、b、α为固定参数。

在本发明中，固定参数a、b、α表达式如下：

其中：ωr为cl滤波器谐振角频率，ω为电网电压基波角频率，l为滤波电感，c为滤波电容，ts为采样周期，t为时间变量。

步骤s4：通过电容电压稳态值、电流稳态值和控制策略，确定逆变器交流侧输入电流指令值，具体包括如下步骤：

步骤s4.1：根据三相csi状态空间方程，获取交流侧dq轴电感电流稳态值与实际值差值的预测值ide(k+1)和iqe(k+1)、交流侧dq轴电容电压稳态值与实际值差值的预测值vde(k+1)和vqe(k+1)，具体过程如下：

其中三相csi状态空间方程如下：

其中：

id(k)为交流侧d轴电感电流值，iq(k)为交流侧q轴电感电流值，为交流侧d轴电感电流稳态值，为交流侧q轴电感电流稳态值，iwd(k)为逆变器侧d轴电流值，iwq(k)为逆变器q轴电流值，为逆变器侧d轴电流稳态值，为逆变器q轴电流稳态值，vd为交流侧d轴电容电压，vq为交流侧q轴电容电压，为交流侧d轴电容电压稳态值，为交流侧q轴电容电压稳态值，ω为电网电压基波角频率，l为滤波电感，c为滤波电容，ts为采样周期，t为时间变量，ide(k)为交流侧d轴电感电流稳态值与实际值差值，iqe(k)为交流侧q轴电感电流稳态值与实际值差值的预测值，vde(k)为交流侧d轴电容电压稳态值与实际值差值的预测值，vqe(k)为交流侧q轴电容电压稳态值与实际值差值的预测值。

值得注意的是：φ与γ都为状态方程中的常量。

即交流侧dq轴电感电流稳态值与实际值差值的预测值ide(k+1)和iqe(k+1)、交流侧dq轴电容电压稳态值与实际值差值的预测值vde(k+1)和vqe(k+1)如下：

其中：id(k)为交流侧d轴电感电流值，iq(k)为交流侧q轴电感电流值，为交流侧d轴电感电流稳态值，为交流侧q轴电感电流稳态值，为逆变器侧d轴电流稳态值，为逆变器q轴电流稳态值，iwd(k)为逆变器侧d轴电流值，iwq(k)为逆变器q轴电流值，vd为交流侧d轴电容电压，vq为交流侧q轴电容电压，为交流侧d轴电容电压稳态值，为交流侧q轴电容电压稳态值，φ和γ为状态空间方程中的常量，ide(k+1)为交流侧d轴电感电流稳态值与实际值差值的预测值，iqe(k+1)为交流侧q轴电感电流稳态值与实际值差值的预测值，vde(k+1)为交流侧d轴电容电压稳态值与实际值差值的预测值，vqe(k+1)为交流侧q轴电容电压稳态值与实际值差值的预测值。

步骤s4.2：根据交流侧dq轴电感电流稳态值与实际值差值的预测值ide(k+1)和iqe(k+1)、交流侧dq轴电容电压稳态值与实际值差值的预测值vde(k+1)和vqe(k+1)、逆变器交流侧dq轴电流稳态值和控制策略，确定逆变器交流侧输入电流指令值，具体为：

其中：为逆变器交流侧d轴电流稳态值，为逆变器交流侧q轴电流稳态值，ide(k+1)为交流侧d轴电感电流稳态值与实际值差值的预测值、iqe(k+1)为交流侧q轴电感电流稳态值与实际值差值的预测值，vde(k+1)为交流侧d轴电容电压稳态值与实际值差值的预测值，vqe(k+1)为交流侧q轴电容电压稳态值与实际值差值的预测值，μ为权值，a、b、α为固定参数。

更进一步地讲，固定参数a、b、α表达式如下：

其中：ωr为cl滤波器谐振角频率，ω为电网电压基波角频率，l为滤波电感，c为滤波电容，ts为采样周期，t为时间变量。

步骤s5：将逆变器交流侧输入电流指令值作为三相电流型并网逆变器中三相逆变器不同开关模式模块svpwm的调制信号，完成对不平衡及谐波电网下三相电流型并网逆变器的控制。

参考图4、图5、图6和图7，其中图4为三相电网不平衡时采用传统方法下csi仿真波形，其中：左侧图为三相电网电压仿真波形，右侧图为三相并网电流与直流侧电流仿真波形，从图4中可以看出，当三相电网电压有效值设定为a相0.8×35v、b相0.9×35v、c相1×35v，相位依次相差120°时，并网电流abc相幅值不同，且直流侧电流波形包含2次波动，这说明传统控制方法对不平衡电网电压的抗扰动很差。

图5为三相电网不平衡时采用本发明实施例的控制方法下csi仿真波形，其中：左侧图为三相电网电压仿真波形，右侧图为三相并网电流与直流侧电流仿真波形，从图5中可以看出，当三相电网电压有效值设定为a相0.8×35v、b相0.9×35v、c相1×35v，相位依次相差120°时，abc三相并网电流是基本对称的三相正弦波，换句话说，本发明所提方法对不平衡电网电压的抗扰动性较好。除此之外，图5中直流侧电流也包含2次波动，在目标为保证并网电流质量的前提下，直流侧电流中的2次波动是不可避免的。

图6为三相电网包含谐波时采用传统方法下csi仿真波形，其中：左侧图为仿真波形，右侧图为并网电流fft分析，图6中，当三相电网电压包含5、7次谐波各5％时，并网电流thd为6.17％，畸变严重。从图6右侧图中可以看出，并网电流畸变主要是由5、7次谐波导致的，而并网电流5、7次谐波是由电网电压中5、7次谐波导致的，这意味着传统控制方法对电网电压谐波的抗扰动性较差。

图7为三相电网包含谐波时采用本发明实施例的控制方法下csi仿真波形，其中：左侧图为仿真波形，右侧图为并网电流fft分析，图7中，当当三相电网电压包含5、7次谐波各5％时，此时并网电流中5、7次谐波在1％附近且thd为1.67％。相比于图6右侧图中并网电流中5、7次谐波在4％附近且thd超过允许值5％，这说明本发明所提方法对于三相电网电压中谐波的抗扰动性较好。

以上示意性的对本发明及其实施方式进行了描述，该描述没有限制性，附图中所示的也只是本发明的实施方式之一，实际的结构和方法并不局限于此。所以，如果本领域的普通技术人员受其启示，在不脱离本发明创造宗旨的情况下，不经创造性的设计出与该技术方案相似的结构方式及实施例，均属于本发明的保护范围。