基于负载功率前馈和重复控制的PWM整流器控制方法与流程
本发明属于整流器控制领域，尤其涉及一种基于负载功率前馈和重复控制的pwm整流器控制方法。
背景技术：
电力的发展与国民经济密切相关，确保大型电网的安全对国民经济稳定运行有着举足轻重的影响。大型电网中存在大量的电力电子设备，这些电力电子设备输出的各种谐波和无功功率对电网造成的污染日益增多，时刻威胁着电网的安全运行，而工业上采用二极管或晶闸管整流器是其中重要的污染源，已经影响到我们对高质量的发展的追求。相比之下pwm整流器更符合未来的发展趋势，其具有网侧电流谐波含量低、功率因数高等明显优点，不过其往电网中注入的谐波也不能完全被消除。近年来如何进一步提高pwm整流器网侧电流质量的研究越来越受到人们的关注。电网中存在的背景谐波和负载波动会引起pwm整流器直流侧电压不稳定，传统的电压电流双闭环控制策略，电流环对电压环的扰动响应速度慢，因此无法解决上述问题，所以有必要研究一种新的控制方法，进一步提高整流器的快速抑制谐波的能力，保证整流器的直流侧电压具有更好的稳定性。
技术实现要素：
1.所要解决的技术问题：
针对以上现有技术存在的不足，本发明提供一种基于负载功率前馈和重复控制的pwm整流器控制方法，能够明显增强pwm整流器的抑制谐波的能力和直流侧电压的稳定性。
2.技术方案：
一种基于负载功率前馈和重复控制的pwm整流器控制方法，其特征在于：采用电压和电流双闭环结构的pwm整流器控制系统，电流内环采用复合控制器来抑制谐波的干扰，电压外环采用负载功率前馈来维持直流侧电压的稳定；所述复合控制器为pi+重复控制器；具体控制过程包括以下步骤：
步骤一：将电网交流测的三相电压ea,eb,ec和电网交流侧三相电流ia，ib，ic经过abc/αβ克拉克变换得到两相静止αβ坐标系下的电压eα，eβ和电流iα，iβ。
步骤二：采用锁相环pll测得两相静止αβ坐标系下电压eα，eβ之间的相角γ；将相角γ通过αβ/dq帕克变换得到两相同步旋转dq坐标系下的电压ed，eq和电流id，iq。
步骤三：对电流内环采用
步骤四：电压外环将测得的负载电流il和ud输入到负载前馈控制器得到输出电流idref。
步骤五：将直流侧电压期望值
步骤六：将所述的d轴电流期望值
步骤七：将步骤三得出的ud和步骤六得出的uq先进行dq到abc的坐标变换，然后进行spwm的运算得到pwm整流器的控制信号。
进一步地，所述负载功率前馈控制采用负载电压前馈和负载电流前馈相结合的方法。
进一步地，所述pi+重复控制器的重复部分由内模环节、延迟环节和补偿环节三部分组成；内模参数q(z)采用零相位低通滤波器代替常用的固定数值。
3.有益效果：
(1)本发明采用pi控制和重复控制相并联的结构，即提高了电流跟踪精度，也保留pi控制动态响应快的特点，可以有效抑制谐波电压干扰。
(2)本发明控制方法的重复控制的内模q(z)采用零相位低通滤波器代替常用的固定数值，可以很好的抑制高频扰动，提高系统的稳定性。
(3)本发明采用负载功率前馈，提高了直流侧电压的稳定性和抗负载扰动的能力。
附图说明
图1为本发明控制方法的系统框图；
图2为本发明控制方法的复合控制器结构；
图3为pi控制下电网侧输入电流波形
图4为pi+重复控制下电网侧输入电流波形
图5为pi控制下直流侧电压波形；
图6为pi+重复控制下直流侧电压波形；
图7为负载功率前馈和复合控制下的直流侧电压波形；
图中：ea,eb,ec为电网交流测的三相电压，ia，ib，ic为电网交流侧三相电流，l为电网侧滤波电感，三相电压经过abc/αβ(克拉克变换),αβ/dq(帕克变换)的坐标变换转换为同步旋转dq坐标系下的直流量ed，eq；三相电流经过abc/αβ,αβ/dq坐标变换转换为同步旋转dq坐标系下的直流量id，iq；udc为直流母线电压，
具体实施方式
下面结合附图对本发明进行具体的说明。
如附图1、2所示一种基于负载功率前馈和重复控制的pwm整流器控制方法，其特征在于：采用电压和电流双闭环结构的pwm整流器控制系统，电流内环采用复合控制器来抑制谐波的干扰，电压外环采用负载功率前馈来维持直流侧电压的稳定；所述复合控制器为pi+重复控制器；具体控制过程包括以下步骤：
步骤一：将电网交流测的三相电压ea,eb,ec和电网交流侧三相电流ia，ib，ic经过abc/αβ克拉克变换得到两相静止αβ坐标系下的电压eα，eβ和电流iα，iβ。
步骤二：采用锁相环pll测得两相静止αβ坐标系下电压eα，eβ之间的相角γ；将相角γ通过αβ/dq帕克变换得到两相同步旋转dq坐标系下的电压ed，eq和电流id，iq。
步骤三：对电流内环采用
所述步骤三中pi+重复控制器由重复控制与pi控制并联构成，设计步骤如下：
s3.1：重复控制器由内模环节、延迟环节和补偿环节三部分组成，其中q(z)z-n为内模部分，z-n为延迟环节，c(z)为补偿器，用来补偿控制对象p(z)的幅值和相位：
c(z)＝krzks(z)
其中：kr为重复控制增益，zk为超前量，s(z)二阶低通滤波器。
s3.2：参考电流iref与反馈电流il相比较得到的误差ierr分别经过pi控制器及重复控制器的调节，二者输出叠加，共同控制被控对象。
s3.3：,q(z)采用零相位低通滤波器，对低频信号不会造成影响。在高频段增益迅速的衰减，可以很好的抑制高频扰动，提高系统的稳定性。零相位低通滤波器的表达式如下：
其中
所述步骤三复合控制器的稳定性分析。
s3.4跟踪误差与给定电流的关系：
特征方程为：
step3.5，特征方程中：
1+z-1gpi(z)p(z)＝0
上式是系统中只含pi控制时的特征方程，即复合控制系统稳定的前提条件之一是系统只在pi控制下是稳定的。
step3.6
上式是系统采用重复控制后的特征方程，即复合控制系统的稳定条件之二是在重复控制下也是稳定的。可见在复合控制系统中，pi控制与重复控制相互配合、相互作用，共同实现理想的控制性能。
步骤四：电压外环将测得的负载电流il和ud输入到负载前馈控制器得到输出电流idref。
所述步骤四中负载功率前馈控制器的设计步骤如下：
s4.1首先保证功率的平衡与稳定，使得pac＝pdc，其中pac为交流测功率，pdc为直流侧功率。忽略线路损耗和开关器件的开关损耗，则有：
考虑到eq＝0以及稳态时
s4.2，由于电流环的快速性，电流环动态调节过程可被忽略，认为id＝idref。若取参考电流：
idref＝k′fil
代入式：
得到：
负载电流前馈信号在负载突变时，跟踪负载电流变化把控制命令传递给相应电流环，交流进线电流通过电流环做出快速调整，使功率的输入可以随着负载的功率的变化而做出相应的变化。
s4.3，从上式看出，此时电网电压与母线电压是直接相关的关系，所以负载电流前馈所控制的电网电压稳定性较差。为此取:
idref＝k″f/ed
代入式:
有：
这是电网电压前馈的一种方式。从上式可以得到电网电压与稳态母线电压无关的结论。
step4.4，将上面step4.2和step4.3两种前馈控制集成在一起。
取：idref＝kfil/ed
代入式:
则有:
上式表明电网电压和负载均与稳态母线电压无关。电网电压或负载变化时，前馈信号式:
idref＝kfil/ed
都将会随之变动，使输入电流快速调整，输出与输入功率平衡，从而保证母线电压稳定。
步骤五：将直流侧电压期望值
步骤六：将所述的d轴电流期望值
步骤七：将步骤三得出的ud和步骤六得出的uq先进行dq到abc的坐标变换，然后进行spwm的运算得到pwm整流器的控制信号。
进一步地，步骤四中所述负载功率前馈控制采用负载电压前馈和负载电流前馈相结合的方法。
进一步地，步骤六中的所述pi+重复控制器的重复部分由内模环节、延迟环节和补偿环节三部分组成；内模参数q(z)采用零相位低通滤波器代替常用的固定数值。
为验证文中的控制策略的可行性，在上述理论分析的基础上构建了完整的系统实验平台，其中分别对电流内环采用传统pi控制策略、pi+重复控制的复合控制策略以及电压外环采用负载前馈控制策略进行必要的实验分析。系统实验分析中所涉及的主要参数：交流侧输入电压ac380v(实验中使用三相调压器模拟电网电压)；交流测电感为5mh；纯阻性负载为100ω；采样频率为10khz；直流侧给定电压为800v。
图3为pi控制条件下电网电压加入谐波分量时的电网侧电流波形，图4为pi+重复控制下的电网侧电流波形，从图中可以看出电网侧电流中的谐波得到很好的抑制。
图5为在系统电流内环采用pi控制的情况下，当电网中存在谐波电压分量时直流侧电压的实验波形，从波形中可以看出pi控制条件下直流侧电压受谐波的干扰较大，pi控制对于谐波的抑制的能力不甚理想。
图6为在系统电流内环采用pi+重复控制的控制策略时，当电网中存在谐波电压分量及直流侧的负载电阻从100ω跌落到50ω时的直流侧电压的波形，从波形中可以看出pi+重复控制的控制策略相对于pi控制具有更好的谐波抑制能力，可以在0.02s左右实现直流侧电压的稳定，但是由于直流侧负载的波动现象导致直流侧的电压稳定速度变慢，电压出现小幅波动现象。
图7为在pwm整流器的电压外环加入负载前馈控制及在电流内环采用pi+重复控制的控制策略下的电压波形，从波形中可以看出加入负载前馈后，直流侧电压的谐波分量进一步减少，电压在0.01s稳定在800v，电压波动现象也减小。
虽然本发明已以较佳实施例公开如上，但它们并不是用来限定本发明的，任何熟习此技艺者，在不脱离本发明之精神和范围内，自当可作各种变化或润饰，因此本发明的保护范围应当以本申请的权利要求保护范围所界定的为准。
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