功率因数校正控制器、离线转换器及其方法与流程
本公开整体涉及电源转换电路，并且更具体地讲，涉及具有功率因数校正的离线转换器。
背景技术：
离线电源转换器可使用集成电路功率因数校正(pfc)控制器来实现。pfc控制器通过使电流和电压波形彼此同相，来有助于提升将功率传输到负载的效率。为了降低电磁干扰(emi)，具有pfc控制器的典型离线转换器在临界导通模式(crm)下操作，在该模式下，当通过pfc级的电感器的电流降至零时，新的开关循环开始。瞬时电感器电流在零至与线路电压成比例的值之间变化，并且平均电感器电流遵循与输入电压相同的波形，从而在电流波形中不提供变形或相移。
在pfc控制器中，难以保持效率且同时实现跨整个负载范围的近单位功率因数。这个问题的一个解决方案已知是频率箝制crm。由于负载水平减轻，具有频率箝制crm的crm控制器箝制自然开关频率以保持高效率。一旦频率被箝制，pfc控制器便进入断续导通模式(dcm)。如果未实现用于补偿死区时间的电路，则在频率因频率箝位从自然频率变化时，功率因数降低。借助结合有用于补偿死区时间的电路的频率箝制crm控制器，功率因数保持得较高，但可能由于波谷之间的迟滞而生成一些噪声，并且尤其在crm与dcm操作之间的转换时可以观察到一些电流突增。
其他pfc控制器使用诸如波谷同步频率折返(vsff)和电流控制频率折返(ccff)的技术，所述技术在不提供稳固频率箝位的情况下通过强制执行一定死区时间来降低轻负载下的开关频率。这些pfc控制器调制导通时间以补偿dcm中遭遇的死区时间。它们在轻负载下实现了高功率因数，但不稳固地控制频率范围。当在波谷之间切换或者crm与dcm之间转换时，它们还可能遭遇电流突增。
技术实现要素：
一方面，本申请提供了一种功率因数校正pfc控制器，包括：调节电路，所述调节电路用于响应于在反馈输入端子处接收的反馈电压提供控制电压，其中所述反馈电压与输出电压成比例；死区时间检测电路，所述死区时间检测电路具有耦接到零电流检测输入端子的输入、以及用于提供死区时间信号的输出；和脉冲宽度调制器，所述脉冲宽度调制器响应于所述控制电压和所述死区时间信号以提供驱动信号，所述驱动信号控制开关的导通以改善离线转换器的功率因数，其中所述脉冲宽度调制器在不显著改变死区时间的情况下使用所述死区时间信号在断续导通模式下对所述驱动信号的导通时间和开关周期两者进行调制。
另一方面，本申请提供了一种离线转换器，包括：整流器，所述整流器用于将正弦输入电压转换成整流输入电压；电感元件，所述电感元件具有用于接收所述整流输入电压的第一端子、以及第二端子；二极管，所述二极管具有耦接到所述电感元件的所述第二端子的第一端子、以及用于为负载提供体电压的第二端子；大容量电容器，所述大容量电容器具有耦接到所述二极管的所述第二端子的第一端子、以及耦接到地的第二端子；开关，所述开关具有耦接到所述电感元件的所述第二端子的第一电流电极、控制端子、以及第二电流电极；和pfc控制器，所述pfc控制器耦接到所述电感元件、所述二极管的所述第二端子、以及所述开关的所述控制端子，其中所述pfc控制器调制所述开关的导通从而以与所述整流输入电压同相的方式使电流通过所述电感元件，其中在断续导通模式下，所述pfc控制器根据死区时间对所述开关的导通时间和所述开关的开关周期两者进行调制。
另一方面，本申请提供了一种用于线路电流整形以提高离线转换器的功率因数的方法，包括：将正弦输入电压整流成整流输入电压；将从所述整流输入电压生成的电流从电感元件的第一端子传导至第二端子；整流所述电感元件的所述第二端子处的电压以形成体电压；使用大容量电容器对所述体电压滤波；以及使用开关选择性地将所述电感元件的所述第二端子处的电流切换到地，其中所述选择性地切换包括生成斜坡信号并且根据死区时间在断续导通模式下对所述开关的导通时间和开关周期两者进行调制。
附图说明
通过参照附图可更好地理解本公开，并且本公开的多个特征和优点对于本领域的技术人员为显而易见的，在附图中：
图1以局部框图和局部示意图形式示出了包括集成电路功率因数校正(pfc)控制器的离线电源转换器；
图2以局部框图和局部示意图形式示出了现有技术中已知的可用在图1的离线电源转换器中的pfc控制器；
图3示出了图2的pfc控制器的输入电压和导通时间的时序图；
图4示出了时序图，其示出了与现有技术中已知的可用在图1的离线电源转换器中的pfc控制器的开关有关的三种波形；
图5示出了时序图，其示出了因图2的pfc控制器的开关所致的四种信号波形；
图6以局部框图和局部示意图形式示出了根据各种实施方案的可用在图1的离线电源转换器中的pfc；
图7示出了时序图，其示出了当在dcm下操作时由图6的pfc生成的斜坡电压和初级电流；
图8示出了时序图，其示出了与图6的pfc的开关有关的三种信号波形；
图9示出了曲线图，其示出了根据图6的斜坡发生器的第一实施方案的充电电流调制；
图10以局部框图和局部示意图形式示出了根据第一实施方案的可用作图6的斜坡发生器的斜坡发生器电路；以及
图11以局部框图和局部示意图形式示出了根据第二实施方案的可用在图6的斜坡发生器中的斜坡电流发生器电路。
在不同附图中使用相同的参考符号来指示类似或相同的元件。除非另有说明，否则字词“耦接”及其相关联的动词形式包括直接连接以及通过本领域已知的方式的间接电连接两者；并且除非另有说明，否则对直接连接的任一描述暗示使用合适形式的间接电连接的替代实施方案。
具体实施方式
图1以局部框图和局部示意图形式示出了包括8引脚集成电路功率因数校正(pfc)控制器160的离线电源转换器100。离线电源转换器100通常包括整流器110、变压器120、标记为“q1”的驱动晶体管130、感测电路140、输出电路150、集成电路功率因数控制器160、线路感测电路170、标记为“rfb1”的电阻器180、标记为“rfb2”的电阻器182、标记为“rz”的电阻器184、标记为“cz”的电容器186、标记为“cp”的电容器188、以及标记为“rff”的电阻器190。
整流器110包括电磁干扰(“emi”)滤波器112、二极管114、二极管115、二极管116、二极管117和以及标记为“cin”的电容器118。整流器110具有连接到第一“ac线路”电源端子的输入端子、连接到第二ac线路电源端子的输入端子、用于提供第一电源端子的输出端子、以及连接到地的用作离线电源转换器100的参考电压端子的输出端子。二极管114具有连接到由emi滤波器112提供的第一电源端子的阳极、以及用于提供标记为“vin”的电压的阴极。二极管115具有连接到地的阳极、以及连接到二极管114的阳极的阴极。二极管116具有连接到由emi滤波器112提供的第二电源端子的阳极、以及连接到二极管114的阴极的阴极。二极管117具有连接到地的阳极、以及连接到二极管116的阳极的阴极。电容器118具有连接到二极管116的阴极的第一端子、以及连接到地的第二端子。在一个替代配置中，二极管桥110的负极端子(二极管115和117的阳极)可连接到另一个节点，例如以执行负电流感测。在这种情况下，电阻器插入在位于二极管115和117的阳极与电容器118的第二端子与地之间的电流回流路径中。在这种情况下，当电流正流过电阻器时，二极管115和117的阳极的公共连接点低于零。如果地为零伏特，则二极管桥110的负极端子处的电压等于电阻器的电阻乘以通过变压器120的初级绕组的电流的所得值的负值。
变压器120包括标记为“l1”的初级绕组122、次级绕组124和变压器芯126。初级绕组122具有用于接收vin的第一端子、以及第二端子。次级绕组124具有连接到地的第一端子、以及第二端子。
驱动晶体管130具有栅极电极、连接到初级绕组122的第二端子的漏极电极、源极电极、以及连接到源极电极的衬底电极。
感测电路140包括标记为“dzcd”的二极管142、标记为“rzcd”的电阻器144、标记为“rocp”的电阻器146、以及标记为“rsense”的电阻器148。二极管142具有连接到次级绕组124的第二端子的阳极、以及阴极。电阻器144具有连接到二极管142的阴极的第一端子、以及第二端子。电阻器146具有连接到电阻器144的第二端子的第一端子、以及连接到驱动晶体管130的源极电极的第二端子。电阻器148具有连接到电阻器146的第二端子的第一端子、以及连接到地的第二端子。
输出电路150包括标记为“d1”的二极管152、标记为“cbulk”的大容量电容器154、以及负载156。二极管152具有连接到驱动晶体管130的漏极电极的阳极、以及用于提供标记为“vbulk”的电压的阴极。大容量电容器154具有连接到二极管152的阴极的第一端子、以及连接到地的第二端子。负载156具有连接到大容量电容器154的第一端子的第一端子、以及连接到地的第二端子。
集成电路功率因数控制器160具有第一端子、第二端子、第三端子、连接到电阻器146的第一端子的第四端子、连接到地的第五端子、连接到驱动晶体管130的栅极电极的第六端子、用于接收标记为“vcc”的电源电压的第七端子、以及用于接收标记为“feedback”的信号的第八端子。
线路感测电路170包括标记为“rx1”的电阻器172、标记为“rx2”的电阻器174、标记为“rbo1”的电阻器176、以及标记为“rbo2”的电阻器178。电阻器172具有连接到第一ac线路电源端子的第一端子、以及第二端子。电阻器174具有连接到第二ac线路电源端子的第一端子、以及连接到电阻器172的第二端子的第二端子。电阻器176具有连接到电阻器174的第二端子的第一端子、以及连接到集成电路功率因数控制器160的第二端子的第二端子。电阻器178具有连接到电阻器176的第二端子的第一端子、以及连接到地的第二端子。
电阻器180具有用于接收vbulk的第一端子、以及用于提供feedback信号的第二端子。电阻器182具有连接到集成电路功率因数控制器160的第八端子的第一端子、以及连接到地的第二端子。电阻器184具有连接到集成电路功率因数控制器160的第一端子的第一端子、以及第二端子。电容器186具有连接到电阻器184的第二端子的第一端子、以及连接到地的第二端子。电容器188具有连接到电阻器184的第一端子的第一端子、以及连接到地的第二端子。电阻器190具有连接到集成电路功率因数控制器160的第三端子的第一端子、以及连接到地的第二端子。
在操作中，整流器110通过在电源干线(ac线路)与离线电源转换器100的下游电路之间的滤波，来提供全波整流电压vin。具体地讲，整流器110通过使信号通过emi滤波器112来管理来自ac线路的不期望能量到下游电路的传播。emi滤波器112过滤emi干扰，使得下游电路在操作期间不受干扰。emi滤波器112接收ac线路信号并将经滤波的ac信号提供至其输出端子。二极管114、115、116和117将跨电容器118存储和滤波的整流输入电压vin提供到离线电源转换器100的下游电路。
对于变压器120，通过初级绕组122的变化的交流电流在变压器120的变压器芯126中产生变化的磁通量，从而导致跨初级绕组122的变化的交流电压。通过电感耦合，变化的磁通量在次级绕组124的线圈中产生变化的磁场。如所知的那样，次级绕组124中感生的电压是跨初级绕组122的电压的数学函数，并且通过次级绕组124中的匝数与初级绕组122中的匝数的比来定义。
在导通时间(“ton”)期间，集成电路功率因数控制器160上拉端子6，以在驱动晶体管130的栅极电极上提供正驱动电压，该驱动晶体管是n沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(“mosfet”)。驱动晶体管130转换至“导通状态”并在初级绕组122的第二端子处提供到地的低阻抗电流路径。整流器110提供il，并且il流过初级绕组122、驱动晶体管130和电阻器148。驱动晶体管130操作以降低对地的漏极电极电压，并且变压器120形成其磁场并根据il来存储能量。
电阻器148感测流过驱动晶体管130的电流并向集成电路功率因数控制器160的端子4提供电压电平。电阻器148根据从漏极电极流到驱动晶体管130的源极电极的电流将正电压提供到端子4。如果端子4上的电压超过阈值，则集成电路功率因数控制器160确定驱动晶体管130正在过电流状况下操作，并使驱动晶体管130去激活。
在关断(“toff”)时间期间，集成电路功率因数控制器160下拉端子6以使驱动晶体管130不导通。驱动晶体管130转换至“关断状态”并在初级绕组122的第二端子处提供高阻抗电流路径。作为响应，初级绕组122抵抗变化的il，并且操作以提高初级绕组122的第二端子处的电压。二极管152根据初级绕组122提供的电压而接通，以将il提供到输出电路150并且提高vbulk。大容量电容器154根据il存储跨负载156的vbulk，并且对跨负载156的高频率电压转换进行滤波。
另外，次级绕组124操作以提高感测电路140的二极管142的阳极上的电压。响应于次级绕组124中感生的电压，二极管142接通并使电流流过电阻器144、146和148。感测电路140向集成电路功率因数控制器160的端子4提供电压以通过检测次级绕组124何时正提供零电流(被称为零电流检测(“zcd”))来指示次级绕组124的磁场何时处于“去磁”阶段。根据端子4上的电压，如果集成电路功率因数控制器160检测到zcd，则集成电路功率因数控制器160调整某些内部电路的操作。次级绕组124和二极管142操作以防止ocp检测(当驱动晶体管130处于导通状态时)与zcd检测(当驱动晶体管130处于关断状态时)之间的干扰。
线路感测电路170通过根据电阻器172、174、176和178的值划分ac线路电压来感测ac线路的瞬时电压。电阻器176的第二端子在集成电路功率因数控制器160的端子2处形成电压。如果端子2上的电压在某个持续时间(诸如长于半线路循环的时间)内小于阈值，则集成电路功率因数控制器160会检测掉电状况并停止操作以防止过大应力。
离线电源转换器100将vbulk提供到电阻器180的第一端子以根据电阻器180和182的值提供feedback信号。电阻器180的第二端子在集成电路功率因数控制器160的端子8处形成电压。根据端子8上的电压，集成电路功率因数控制器160调节驱动晶体管130的占空比，并且如果输出电压过高，则立即禁用该驱动晶体管。
集成电路功率因数控制器160将信号从作为用在电压调节回路中的运算跨导放大器来实现的内部误差放大器的输出提供到端子1。由电阻器184、电容器186和电容器188形成并且连接到端子1的电路网络调整调节回路带宽和相位裕度。
集成电路功率因数控制器160将端子3处的输出电压提供到电阻器190以根据ac线路提供的电流形成电压。根据端子3上的电压，集成电路功率因数控制器160调整死区时间并发起循环跳跃。期望控制器160实现在整个负载范围(包括轻负载和非常高的负载)内保持高功率因数和高效率的控制技术。
图2以局部框图和局部示意图形式示出了现有技术中已知的可用在图1的离线电源转换器100中的功率因数校正(pfc)控制器200。pfc控制器200具有一组集成电路端子，包括标记为“fb”的反馈端子201、标记为“cs/zcd”的电流感测/零电流检测端子202、以及标记为“drv”的驱动端子203。如先前在图1中所示，电阻器180和182连接到fb端子201。
pfc控制器200通常包括调节块210、电容器212、死区时间检测块220、导通时间处理块230、比较器240、锁存器250和驱动器260。调节块210具有连接到反馈端子201的输入、以及用于提供标记为“vcontrol”的经调节的控制电压的输出。电容器212具有连接到调节块210的输出的第一端子、以及连接到地的第二端子。死区时间检测块220具有连接到电流感测端子202的输入、以及用于提供标记为“dt”的死区时间检测信号的输出。
导通时间处理块230具有连接到调节块210的输出的输入、连接到死区时间检测块220的输出的输入、以及用于提供标记为“vton”的导通时间电压信号的输出。导通时间处理块230包括放大器231、电容器232、电阻器233、反相器234、开关235、和开关236。放大器231具有连接到调节块210的输出的非反相输入、反相输入、以及输出。电容器232具有连接到放大器231的输出的第一端子、以及连接到放大器231的反相输入的第二端子。电阻器233具有第一端子、以及连接到放大器231的反相输入的第二端子。反相器234具有连接到死区时间检测块220的输出的输入、以及输出。开关235具有连接到放大器231的输出的第一端子、连接到电阻器233的第一端子的第二端子、以及连接到反相器234的输出的控制端子。开关236具有连接到开关235的第二端子并且连接到电阻器233的第一端子的第一端子、连接到地的第二端子、以及连接到死区时间检测块220的输出的控制端子。
比较器240具有连接到放大器231的输出的负输入、用于接收斜坡信号的正输入端子、以及输出。锁存器250为sr锁存器，该锁存器具有标记为“s”且用于接收标记为“clk”的时钟信号的置位输入、标记为“r”且连接到比较器240的输出的复位输入、以及标记为“q”的输出。驱动器260具有连接到锁存器250的输出的输入、以及连接到端子203的输出。
在操作中，pfc控制器200响应于其控制算法提供drv输出信号。调节块210接收反馈信号，并响应于将该fb信号与参考电压进行比较以及对反馈信号进行滤波以实现回路稳定性来提供vcontrol。电容器212可为连接到集成电路端子的外部电容器，并且虽然图2为简化起见将该电容器示出为单个电容器，但该电容器通常被形成为与电容器和电阻器的串联组合并联的电容器。此外，调节块210可包括用于将vcontrol箝制到特定值的电路。
导通时间处理块230基于所测得的死区时间调制vcontrol。放大器231和电容器232形成积分器，并且基于开关循环周期(导通时间加去磁时间)与总开关周期(包括死区时间)的比(即，占空比)来调制vcontrol。当dt在逻辑低未激活时，开关235闭合，且开关236断开。在dt为低的时间周期内，电阻器233的第一端子接收vton。在dt在逻辑高激活的时间周期内，电阻器233的第一端子在零伏特下连接到地。因此，电阻器233的第一端子平均接收等于vton*占空比的电压。比较器240将vton的电平与固定的斜坡电压进行比较，并且当斜坡信号超过vton时，drv信号的导通时间结束。
图3示出了图2的pfc控制器200的输入电压和导通时间的时序图300。在时序图300中，横轴表示以毫秒(msec)计的时间，左纵轴表示以微秒(μs)计的导通时间，并且右纵轴表示以伏特计的输入电压。时序图300示出了两种关注波形，包括示出输入电压vin(t)的第一波形310、以及示出导通时间ton(t)的第二波形320。如在vin(t)为50赫兹(hz)的系统中的10ms半线路循环中可见，230vrms电压vin(t)从0ms时的0.0v变化至约5ms时的约320v的峰值，再在10ms时回到0v。同时，ton(t)从0ms时的约3.40μs下降至约5ms时的约1.50μs，并且在10ms时上升至约3.40μs。因此，导通时间随输入功率和ac线路电压在半正矢波半循环内变化而变化。这种类型的ton变化可由将开关频率箝制到固定值引起。在这种情况下，频率箝位导致在线路过零点附近出现较高的死区时间，从而导致较高的ton，但频率却基本上恒定。
这样，pfc控制器200就调制导通时间以补偿死区时间，并且倾向于减少死区时间。这种控制技术在断续导通模式(dcm)下实现接近单位功率因数并保持轻负载效率，而且当发生mosfet导通的波谷需要改变并且在平均化电流和电流突增或“扰动”中发生大变化时，这种控制技术还可以使死区时间从一个循环显著变化成另一个循环。
图4示出了时序图400，其示出了与现有技术中已知的可用在图1的离线电源转换器100中的pfc控制器的开关有关的三种波形。在图4中，横轴表示以μs计的时间。三种波形示出在同一时间轴上，但其纵轴不同，包括：示出晶体管130的漏极-源极电压(vds)的波形410，其中纵轴表示以伏特(v)计的幅值；通过变压器120的初级绕组且标记为“il”的电流的波形420，其中纵轴表示以安培(a)计的电流；以及示出标记为“oscclock”的振荡器时钟信号的波形430，其中纵轴表示以v计的幅值。
时序图400示出了使用被称为波谷同步频率折返(vsff)的控制技术的pfc控制器的操作。时序图400示出了两个开关循环。第一开关循环对应于vds波形段412、il波形段422和oscclock波形段432。如时序图400中所示，在约时间t0时，oscclock波形段转换为逻辑低。转换会置位锁存器250，从而激活drv信号。晶体管130变为导通，并且其vds降至约0v。oscclock信号的去激活会发起斜坡信号(图4中未示出)的循环，并且负载电流il从t0上升至t1。在时间t1时，斜坡信号与vton相交，从而复位锁存器250并导致驱动器260使drv信号去激活。因此，在t1之后，vds上升，直到升压二极管152接通。负载电流il从t1至t2下降，变压器120在时间t2时变得完全去磁，并且该开关循环的死区时间开始。vds和il开始振铃，其中vds波形中的波谷出现在时间t3、t5和t7时。根据vfb的电平，pfc控制器200检测第三波谷并在时间t7时使oscclock信号去激活，从而开始另一个开关循环。
第二开关循环对应于vds波形段414、il波形段424和oscclock波形段434。在第二开关循环中，负载较大。如时序图400中所示，oscclock波形段在约时间t10时转换为逻辑低。转换置位锁存器250，从而激活drv信号。晶体管130变为导通，并且其vds降至约0v。oscclock信号的去激活会发起斜坡信号的循环，该电压从时间t10至t12上升，经过了与第一开关循环期间vton的电平对应的时间t11。在时间t12时，斜坡信号与vton的增加的值相交，从而复位锁存器250并导致驱动器260使drv信号去激活。在t12之后，vds上升，直到升压二极管152接通。当变压器120在时间t14时变得完全去磁时，il＝0a，并且该开关循环的死区时间开始。应当注意，从t12至t13的时间对应于第一开关循环中去磁时间的长度。vds和il开始振铃，其中vds波形中的波谷出现在时间t15和t17时。根据vfb的电平，pfc控制器200检测第二波谷，而不是第三波谷，因为负载已变得更大。它在时间t17时使oscclock信号去激活，从而开始另一个开关循环。
在第一开关循环与第二开关循环之间，循环时间(导通时间加去磁时间)增加，而开关周期在一定程度上减小，并且死区时间显著减少。oscclock在drv脉冲变高之后的固定时间量生成。导通时间的小增加导致第二波谷成为在第二开关循环期间oscclock信号为高时可检测的第一波谷，而第三波谷是在第一开关循环期间oscclock信号为高时可检测的第一波谷。因此，导通时间较长，得到较高的波峰，并且此外，由于与波谷的同步，死区时间减少。这两个效应导致平均化电流的较大变化，现在将对其进行描述。
图5示出了时序图500，其示出了因图2的pfc控制器200的开关所致的四种信号波形。在时序图500中，横轴表示以μs计的时间，并且纵轴视情况而定表示电压或电流。时序图500示出了四个关注信号，包括示出电压vbulk的波形510、示出以a计的线路电流的波形520、示出输入电压vin的波形530、以及示出频率折返控制引脚电压的波形540，其出现在图1的集成电路功率因数控制器160的第三端子上。
vin是全波整流正弦线路电压，即，半正矢波。半正矢波的最小值对应于ffcontrol电压和输入线路电压的过零点的最小值。因此，当ffcontrol信号变低时，它对应于低线路电压。波形520示出，在ffcontrol引脚电压随vin在每个半循环中的上升而上升时，pfc控制器200进入crm，并且这些转换导致发生不期望的电流扰动550和560以及类似的扰动。
图6以局部框图和局部示意图形式示出了根据各种实施方案的可用在图1的离线电源转换器100中的pfc控制器600。pfc控制器600具有一组集成电路端子，包括反馈端子601(fb)、电流感测/零电流检测端子602(cs/zcd)、以及驱动端子603(drv)。如先前在图1中所示，电阻器180和182连接到fb端子。
pfc控制器600通常包括调节块610、电容器612、死区时间检测块620、以及脉冲宽度调制(pwm)电路640。调节块610具有连接到反馈端子201的输入、以及用于提供经调节的电压vcontrol的输出。电容器612具有连接到调节块610的输出的第一端子、以及连接到地的第二端子。死区时间检测块620具有连接到电流感测端子602的输入、以及用于提供死区时间检测信号dt的输出。
脉冲宽度调制(pwm)电路640包括斜坡控制电路650、比较器660、锁存器670和驱动器680。斜坡控制电路650包括斜坡发生器652、波谷检测电路654和时钟发生器656。斜坡发生器652具有连接到死区时间检测块的输出以用于接收dt信号的第一输入、用于接收标记为“clk”的时钟信号的输入、用于接收标记为“tcycle”的循环结束信号的第二输入、以及用于提供标记为“vramp”的斜坡信号的输出。波谷检测电路654具有连接到引脚602以用于接收标记为“zcd”的零电流检测信号的第一输入、用于接收驱动信号drv的第二输入、连接到斜坡发生器652的第二输入以用于提供tcycle信号的第一输出、以及用于提供标记为“valley”的已检测波谷信号的第二输出。时钟发生器656具有用于接收vramp信号的第一输入、用于接收valley信号的第二输入、以及用于提供clk信号的输出。
比较器640具有用于接收vcontrol信号的负输入、连接到斜坡发生器652的输出以用于接收vramp信号的正输入、以及输出。锁存器670为sr锁存器，该锁存器具有用于接收clk信号的置位输入(s)、连接到比较器660的输出的复位输入(r)、以及输出(q)。驱动器680具有连接到锁存器670的输出的输入、以及连接到端子603的输出。
在操作中，pfc控制器600以与图2的pfc控制器200类似的方式操作，不同之处在于其使用不同的控制技术。随着负载减轻，开关频率增加。类似于频率箝制控制器，pfc控制器600防止开关频率超过预设水平。它在不显著改变死区时间的情况下，通过在断续导通模式下使用dt信号来对drv信号的导通时间和开关周期进行调制。这样，不同于图2的pfc控制器200，pfc控制器600提供稳固的频率箝位并且避免在dcm下操作的pfc控制器的可能噪声和电流扰动，同时在各种变化的负载状况下保持近单位功率因数和高效率。
图7示出了时序图700，其示出了当在dcm下操作时图6的pfc控制器600生成的斜坡电压和初级电流。在图7中，横轴表示以μs计的时间，并且纵轴表示不同的量。时序图700的顶部部分示出斜坡信号vramp(t)的波形710，并且纵轴表示以v计的幅值。时序图700的底部部分示出电流信号il(t)的波形720，并且纵轴表示以a计的幅值。时序图700示出了五个关注时间，包括时间t1-t5。
时序图700示出了两个连续的开关循环。在时间t1时，第一开关循环开始。斜坡发生器652被复位，且vramp(t)最初为0伏特。vramp(t)以第一斜率增加。il(t)增加直到vramp(t)等于vcontrol，这时，导通时间结束且去磁阶段开始。去磁阶段继续，直到在时间t2时，vramp(t)达到vcycle且il(t)＝0。t1与t2之间的时间段定义循环时间tcycle。在t2之后，pfc控制器600在死区时间周期中操作。在死区时间周期中，vramp(t)继续增加，但其斜率更高。因此，斜坡发生器652将vramp(t)生成为双斜率斜坡并补偿死区时间的斜率。il(t)在死区时间期间保持为0。最终，vramp(t)＝vclamp，从而结束当前开关循环并开始第二开关循环。在时间t3时，第二开关循环开始。波形720在第二循环期间表现出相同的导通时间、去磁时间、循环时间和死区时间。
dcm下在tcycle期间波形710的斜率取决于感测的死区时间。然而，在死区时间期间波形710的斜率不受补偿死区时间的电路提供的调制的影响。因此，由于vclamp不改变并且由于将看到vcycle不受斜坡斜率影响，因此tdt不因补偿死区时间的电路提供的调制而改变。
在t3时，斜坡发生器652被再次复位，且vramp(t)也复位为0伏特。vramp(t)和il(t)增加直到vramp(t)等于vcontrol，这时，导通时间结束且去磁阶段开始。去磁阶段继续，直到在时间t4时，vramp(t)达到vcycle且il(t)＝0。t3与t4之间的时间段定义循环时间tcycle。在t4之后，转换器在死区时间周期中操作。在死区时间周期中，vramp(t)继续增加，但其斜率增加至与第一开关循环中相同的斜率。il(t)保持为0。最终，vramp(t)＝vclamp，从而在时间t5时结束新开关循环并开始第三开关循环。
如果负载增加使得vcycle超过vclamp并且因此pfc控制器600在crm下操作，则vramp(t)将具有第一虚拟波形712所示的具有单个增加的斜率的形状。虚拟波形712示出导通时间，如果在vramp(t)达到vcycle之前，斜坡斜率未降低，则当vramp(t)超过vcontrol时，将得到此导通时间，这突出显示了标记为“δton”的导通时间中的改变。第二虚拟波形722示出il(t)，如果在vramp(t)达到vcycle之前，斜坡斜率未降低，则较短的导通时间会导致该il(t)。
然而，根据所公开的实施方案，决定在循环时间期间vramp(t)的斜率的充电电流根据死区时间来调整大小，即，根据死区时间在开关周期中所占的百分比比例来调整大小。导通时间以如下方式取决于斜坡电流：
其中ton是晶体管130的导通时间，cramp是斜坡电容器的电容，vcontrol是基于fb信号的控制电压，并且iramp是被驱动到斜坡电容器的端子上的斜坡电流。关断时间以如下方式与导通时间相关：
因此，循环持续时间为：
当前循环结束时的斜坡电压vcycle为：
因此，死区时间为：
其中vramp,pk为图7的vclamp。因此，根据方程[5]，死区时间在固定的输入和输出电压下是恒定的。
图8示出了时序图800，其示出了与图6的pfc控制器600的开关有关的三种信号波形。在图8中，横轴表示以μs计的时间。三种波形示出在同一时间轴上，但其纵轴不同，包括：示出晶体管130的vds的波形810，其中纵轴表示以v计的幅值；通过变压器120的初级绕组的电流il的波形820，其中纵轴表示以a计的电流；以及示出oscclock信号的波形830，其中纵轴表示以v计的幅值。
时序图800示出了根据一个实施方案的使用波谷同步频率折返的pfc控制器的操作。时序图800示出了两个开关循环。第一开关循环对应于vds波形段812、il波形段822和oscclock波形段832。如时序图800中所示，在约时间t0时，oscclock波形段转换为逻辑低。转换会置位锁存器670，从而激活drv信号。晶体管130变为导通，并且其vds降至约0v。oscclock信号的去激活会发起斜坡信号的循环，并且负载电流il从t0至t1上升。在时间t1时，斜坡信号与vcontrol相交，从而复位锁存器670并导致驱动器680使drv信号去激活。因此，在t1之后，vds最初上升，直到升压二极管接通。负载电流il从t1至t2下降，并且变压器120在时间t2时变得完全去磁，并且该开关循环的死区时间开始。vds和il开始振铃，其中vds波形中的波谷出现在时间t3、t5和t7时。根据vfb的电平，pfc控制器600检测第三波谷并在时间t7时使oscclock信号去激活，从而开始另一个开关循环。
第二开关循环对应于vds波形段814、il波形段824和oscclock波形段834。在第二开关循环中，负载较小。如时序图400中所示，oscclock波形段在约时间t10时转换为逻辑低。转换会置位锁存器670，从而激活drv信号。晶体管130变为导通，并且其vds降至约0v。oscclock信号的去激活会发起斜坡信号的循环，该电压从时间t10至t13上升，经过了与第一开关循环期间vcontol的电平对应的时间t11。在时间t11时，斜坡信号与vcontol相交，从而复位锁存器670并导致驱动器680使drv信号去激活。vds最初在t11之后上升。当变压器120在时间t13变得完全去磁时，il＝0a，并且该开关循环的死区时间开始。应当注意，从t12至t13的时间对应于因负载减轻所致的相较于第一开关循环的去磁时间的额外长度。在时间t13时，vds和il开始振铃，其中三个波谷再次出现在vds波形中。根据vfb的电平，尽管由于对电路进行调制以补偿死区时间而使得导通时间较长，pfc控制器600仍再次检测第三波谷。pfc控制器600在时间t19时使oscclock信号去激活，从而开始另一个开关循环。
在第一开关循环与第二开关循环之间，导通时间、去磁时间和循环时间增加，但死区时间保持恒定或基本上恒定，且开关保持在第三波谷处。恒定或基本上恒定的死区时间使平均电流波形保持平滑，从而避免了在使用已知控制方法时的电流扰动。
图9示出了曲线图900，其示出了根据图6的斜坡发生器652的第一实施方案的充电电流调制。在曲线图900中，横轴表示以百分比(％)计的vcycle与vclamp的比，并且纵轴表示相对于满负载下标称充电电流icii0执行归一化的充电电流ich。第一波形910表示通过以下方程定义的理想理论特性：
为了对波形910执行近似处理，可使用并且可实际上实现第二波形920。波形920是波形910的2段分段线性近似。在这种情况下，由于vcycle/vclamp接近0％，因此斜坡发生器652保持约0.04*ich0的小或“最小”充电电流。由于vcycle/vclamp从略高于0％变化至约25％，因此icii从最小充电电流变化至约0.5*icii0。由于vcycle/vclamp从约25％增加至100％，因此icii从约0.5*icii0变化至icii0。如在图9中可见，通过使用波形920，整个负载范围内的误差小。然而，如果需要较大的准确度，可以增加段的数量。
图10以局部框图和局部示意图形式示出了根据第一实施方案的可用作图6的斜坡发生器652的斜坡发生器电路1000。斜坡发生器电路1000包括标记为“s/h”的采样和保持电路1010、斜坡电流处理电路1020、晶体管1030、定时电容器端子1040和定时电容器1050。采样和保持电路1010具有用于接收vramp的信号输入、用于接收tcycle的时钟输入、以及用于提供电压vcycle的输出。斜坡电流处理电路1020具有连接到采样和保持电路1010的输出以用于接收vcycle的第一输入、用于接收ich0的第二输入、用于接收vclamp的第三输入、以及用于提供电流ich的输出。晶体管1030为n沟道mos晶体管，该晶体管具有连接到斜坡电流处理电路1020的输出端子的漏极、用于接收clk信号的栅极、以及连接到地的源极。定时电容器端子1040连接到斜坡电流处理电路1020的输出以及晶体管1030的漏极。电容器1050具有连接到定时电容器端子1040的第一端子、以及连接到地的第二端子。
在操作中，在当前循环结束以形成vcycle时，采样和保持电路1010捕捉vramp的值。斜坡处理电路1020然后根据vcycle为下一个循环形成充电电流ich。例如，如图9所示，icii的值可根据方程[6]的两段分段线性近似来设定。作为另外一种选择，
本发明的发明人已发现，使用图9中所示的关系和图10的电路会提供稳固的频率箝位，并在crm与dcm之间转换时，电流波形不表现出类似于图5的电流扰动550和560的显著电流扰动。
图11以局部框图和局部示意图形式示出了根据第二实施方案的可用在图6的斜坡发生器652中的斜坡电流发生器1100电路。斜坡发生器1100通常包括电流源1110、电阻器1120、死区时间调制器1130、电阻器-电容器(rc)滤波器1140、放大器1150和电阻器1160。电流源1110具有连接到vcc的第一端子、以及第二端子，并且传导标记为“iramp0”的电流。电阻器1120具有连接到电流源1110的第二端子的第一端子、以及连接到地的第二端子。
死区时间调制器1130包括开关1132、开关1134和电阻器1136。开关1132具有连接到电流源1110的第二端子和电阻器1120的第一端子的第一端子、连接到地的第二端子、以及控制端子。开关1134具有连接到开关1132的控制端子的第一端子、连接到地的第二端子、以及用于接收标记为“fault”的信号的控制端子。电阻器1136具有连接到开关1132的控制端子和开关1134的第一端子的第一端子、以及用于接收dt信号的第二端子。
rc滤波器1140包括电阻器1142和电容器1144。电阻器1142具有连接到电流源1110的第二端子和电阻器1120的第一端子及开关1132的第一端子的第一端子、以及控制端子。电容器1144具有连接到电阻器1142的第二端子的第一端子、以及连接到地的第二端子。
放大器1150具有连接到电阻器1142的第二端子和电容器1144的第一端子的非反相输入、反相输入、以及连接到其反相输入的输出。电阻器1160具有连接到放大器1150的输出的第一端子、以及连接到地的第二端子，并且传导标记为“ir2”的电流。如果斜坡发生器使用电容器(类似于图10的电容器1050)来生成vramp，则该斜坡发生器将还包括电流镜以用于将ir2或多个或一部分ir2镜像到电容器的第一端子中，但为了简化讨论，这些元件在图11中未示出。
在操作中，电流源1110生成iramp0作为等于icii0或与其成比例的电流。假设不存在故障(fault＝0)，当dt低时，rc滤波器1140的输入处的电压为iramp0*r1120，否则为0，其中r1120是电阻器1120的电阻。rc滤波器1140作为低通滤波器来操作，该低通滤波器形成这两个值的时间平均值并将时间平均值提供到放大器1150的非反相输入。放大器1150被配置为电压跟随器并且因此在其输出上提供相同的时间平均值。因此，如果电阻器1160和电阻器1120具有相同的值，则ir2为通过电阻器1160的电流，该电流使电阻器1160的第一端子上的电压等于通过占空比调制的iramp0。
数学上，放大器1150的非反相输入处的电压等于：
其中tsw是开关周期，tdt是死区时间，并且dcycle是占空比(其中dcycle是相对当前循环持续时间ton+tdemag或者开关周期tsw内的tcycle，并且dcycle＝tcycle/tsw)。
电流ir2是经调制的斜坡电流并且可被表达为：
如果r1120＝r1160。
因此，斜坡电流发生器1100使用紧凑且易于实现的斜坡电流发生器电路生成通过占空比调制的斜坡电流。它可被pfc控制器600用于通过防止频率超过预设水平，在不显著更改死区时间持续时间的情况下补偿死区时间，并且在不表现出显著电流扰动的情况下，来在轻负载状况期间继续提供高效率。
因此，pfc控制器和实现pfc的离线转换器的各种实施方案已被描述。pfc控制器，诸如图6的pfc控制器600，可以在具有pfc的离线控制器(类似于图1的离线电源转换器100)中使用。pfc控制器不在轻负载状况期间改变死区时间以箝制或降低开关频率，而是使用提供稳固频率箝位的双斜率斜坡。斜坡的第一部分的斜率被调制以补偿因输入电压、输出电压和控制电压状况所致的死区时间。出现在死区时间期间的第二部分的斜率是恒定或基本上恒定的。死区时间的补偿因此导致死区时间无显著变化。在一个具体的实施方案中，斜坡电流处理电路基于满负载电流以及前一个当前循环时间结束时斜坡信号的值，来确定斜坡电流以定义斜率的第一部分。在另一个具体的实施方案中，斜坡电流基于在循环时间期间的死区时间来调制。
上文所公开的主题应被视为示例性的而非限制性的，并且所附权利要求旨在涵盖落在权利要求的真实范围内的所有此类修改、增强和其他实施方案。例如，用于在不改变显著改变dcm期间的死区时间持续时间的情况下补偿死区时间的不同技术都是可能的。在一种技术中，基于满负载电流、循环时间和箝位电压来调制决定功率因数校正晶体管的导通时间和循环时间的斜坡电流。调制可通过理想波形的分段近似的两段近似来执行，但在其他实施方案中，可使用更多段来实现更接近理想特性的近似。在另一个实施方案中，死区时间信号在循环时间期间直接调制斜坡电流。轻负载控制技术可与其他电路组合到单个集成电路中。例如，集成电路可包括多种熟知保护特征中的任一种。它还可与初级侧反激控制器组合以实现高集成且低成本的离线转换器。
在一种形式中，功率因数校正控制器包括调节电路、死区时间检测电路和脉冲宽度调制器。
根据一个方面，所述脉冲宽度调制器包括：斜坡控制电路，所述斜坡控制电路具有用于接收所述死区时间信号的输入、用于提供斜坡信号的第一输出、以及用于提供时钟信号的第二输出，其中所述斜坡控制电路响应于所述死区时间信号调制所述斜坡信号的斜率；比较器，所述比较器具有用于接收所述控制电压的负输入、用于接收所述斜坡信号的正输入、以及输出；锁存器，所述锁存器具有响应于所述时钟信号而置位并且响应于所述比较器的所述输出而复位的输出；以及驱动器，所述驱动器具有耦接到所述锁存器的所述输出的输入、以及耦接到驱动端子以用于将驱动信号提供到所述开关的控制电极的输出。
根据该方面，所述斜坡控制电路可包括：斜坡发生器，所述斜坡发生器具有用于接收所述死区时间信号的第一输入、用于接收所述时钟信号的第二输入、以及用于提供所述斜坡信号的输出，其中所述斜坡发生器响应于所述死区时间信号调制所述斜坡信号的斜率；以及时钟发生电路，所述时钟发生电路具有用于接收所述斜坡信号的第一输入、用于接收箝位电压的第二输入、以及用于提供所述时钟信号的输出。
在这种情况下，当所述死区时间信号未激活时所述斜坡发生器能够以第一斜率提供所述斜坡信号并且当所述死区时间信号激活时以大于所述第一斜率的第二斜率提供所述斜坡信号，并且所述斜坡发生器响应于所述时钟信号复位所述斜坡信号。
pfc控制器还可进一步包括波谷检测电路，所述波谷检测电路具有用于接收零电流检测信号的输入、以及用于提供波谷信号以指示功率因数校正晶体管的漏极-源极电压何时处于波谷中的输出，并且所述时钟发生电路还具有用于接收所述波谷信号的第三输入并且当所述斜坡信号等于所述箝位电压且所述波谷信号激活时激活所述时钟信号。
此外，所述斜坡发生器可根据所述死区时间信号未激活的时间与所述时钟信号的循环时间的百分比来降低所述斜坡信号的斜率。
在另一种形式中，离线控制器包括整流器、电感元件、二极管、大容量电容器、开关和pfc控制器，其中所述pfc控制器可包括斜坡发生器和时钟发生电路。所述pfc控制器可根据死区时间使用斜坡信号对所述开关的导通时间和所述开关的开关周期进行调制。pfc控制器可包括斜坡发生器和时钟发生电路。
根据一个方面，所述pfc控制器还包括波谷检测电路，所述波谷检测电路具有用于接收零电流检测信号的输入、以及用于提供波谷信号以指示功率因数校正晶体管的漏极-源极电压何时处于波谷中的输出，并且所述时钟发生电路还具有用于接收所述波谷信号的第三输入并且当所述斜坡信号等于所述箝位电压且所述波谷信号激活时激活所述时钟信号。
根据另一个方面，所述pfc控制器还根据所述死区时间在所述时钟信号的循环时间内的相对持续时间来增加所述导通时间。
在又一种形式中，用于线路电流整形以提高功率因数的方法包括将正弦输入电压整流成整流输入电压、将从所述整流输入电压生成的电流从电感元件的第一端子传导至第二端子、整流所述电感元件的所述第二端子处的电压以形成体电压、使用大容量电容器对所述体电压滤波；以及使用开关选择性地将所述电感元件的所述第二端子处的电流切换到地，其中所述选择性地转换包括生成斜坡信号并且根据死区时间在断续导通模式下对所述开关的导通时间和开关周期进行调制。所述调制包括通过响应于所述死区时间在所述断续导通模式下生成斜坡信号来对所述开关的所述导通时间和所述开关周期进行调制，并且所述生成所述斜坡信号包括在开关循环的第一部分期间以第一斜率生成所述斜坡信号、以及在所述开关循环的第二部分期间以大于所述第一斜率的第二斜率生成所述斜坡信号。
根据一个方面，所述生成所述斜坡信号还包括：确定循环电压作为所述斜坡信号在第一开关循环期间在死区时间的开始时的值；以及响应于在继所述第一开关循环之后的第二开关循环中所述斜坡信号超过所述循环电压，将所述斜坡信号从所述第一斜率改变为所述第二斜率。
根据该方面，确定所述斜坡信号在第一开关循环期间在死区时间的开始时的值可包括在所述第一开关循环期间在所述死区时间的所述开始时采样并保持所述斜坡信号的所述值。
根据该方面，该方法还可包括为多个开关循环重复所述确定循环电压以及所述将所述斜坡信号从所述第一斜率改变为所述第二斜率。
根据另一个方面，所述生成所述斜坡信号还包括：使用充电电流以所述第一斜率生成所述斜坡信号；确定所述开关循环的死区时间的开始；以及响应于所述确定所述开关循环的所述死区时间的所述开始，增加所述充电电流。
根据又一个方面，生成所述斜坡信号包括响应于所述开关周期小于所述斜坡信号的周期，进入所述断续导通模式。
根据该其他方面，该方法还可包括在所述断续导通模式下对所述开关的所述导通时间和所述开关周期进行调制，这可包括响应于负载的水平，在所述断续导通模式下同时对所述开关的所述导通时间和所述开关周期进行调制。
因而，在法律允许的最大程度上，本发明的范围应该由以下权利要求书及其等同形式所容许的最宽泛解释来确定，并且不应受到前述详细说明的约束或限制。
- 还没有人留言评论。精彩留言会获得点赞！