用于调压器的基于电流的反馈控制的制作方法

本发明总体涉及半导体器件，更具体地，涉及用于调压器的基于电流的反馈控制的半导体器件和方法。

背景技术：

半导体器件通常存在于现代电子产品中。半导体器件的电子元件的数量和密度不同。分立的半导体器件通常包含一种类型的电子元件，例如，发光二极管(led)、小信号晶体管、电阻器、电容器、电感器和功率金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)。集成的半导体器件通常包含数百至数百万个电子元件。集成的半导体器件的示例包括微控制器、微处理器、电荷耦合器件(ccd)、太阳能电池和数字微镜器件(dmd)。

半导体器件实现广泛的功能，例如信号处理、高速计算、发送和接收电磁信号、控制电子设备、将太阳光转换为电能、以及为电视显示器创建视觉投影。半导体器件存在于娱乐、通信、功率转换、网络、计算机和消费产品领域中。半导体器件还可用于军事应用、航空、汽车、工业控制器和办公设备。

许多电子设备由电压供应供电，该电压供应不足以用于半导体装置或电子装置内的其它器件。例如，一些电子部件需要9伏特或12伏特来运行，却在由两个串联的1.5伏电池或通用串行总线(usb)端口的5伏电池供电的电子设备中。在其它情况下，设备由5或12伏电源供电，但是对于某些电路元件(例如，雪崩光电二极管(apd))需要20-90伏电压。

在需要转换输入电压以用于向元件供电的情况下，通常使用开关模式电源(smps)。图1中的升压调节器10是smps拓扑的一个示例。升压调节器10在vin节点12处接收输入电压，并将电压转换为vout节点14处的输出电压。电流以两个不同的路径流过升压调节器10。第一路径通过电感器18和mosfet20到达接地节点24，而第二路径通过电感器18和二极管26到达vout节点14。当mosfet20导通时，电流主要流过第一路径。通过电感器18的电流通过铁芯的磁化将能量储存在电感器中。通过电感器18的电流达到相当高的量级，因为金氧半场效晶体管20通过电感器18在vin节点12和地节点24之间实质上产生经由电感器18的短路。

当达到通过电感器18的足够电流时，mosfet20被关断，并且电流反而通过电感器18和二极管26流到vout节点14。在第一阶段期间磁性地存储在电感器18中的能量导致通过二极管26的电流大于正常情况下的负载16的电流。通过二极管26的过电流将vout节点14处的电压电势升高到高于vin节点12的电压电势。电容器28储存负载16不能立即使用的电荷。当负载16耗尽储存在电容器28中的电能时，vout节点14的电压电势下降。当vout节点14的电压下降到低于期望阈值时，mosfet20再次接通并断开以通过二极管26向vout节点14注入更多能量。

为了确定mosfet20何时应该导通和截止，从电阻器30和32形成电阻器式分压器以在vfb节点34处产生反馈电压。vfb节点34处的电压电势由等式1给出。

等式1:

vfb节点34处的电压电势与vout节点14处的电压电势成比例，但是通过电阻器30和32的比率下降。比较器40包括耦合到vfb节点34的第一输入，和耦合到vref节点42处的基准电压的第二输入。比较器40具有输出44，其指示vfb节点34的电压电势是高于还是低于vref节点42的电压电势。

控制逻辑50从比较器40接收输出信号44，并且基于比较器的输出信号44使用控制信号52接通和断开mosfet20。存在基于输出信号44控制mosfet20的某些方法。在某些实施例中，当vfb下降至低于vref时，控制逻辑50将增加控制信号52的开关频率或占空比。在其它实施例中，当vfb节点34低于vref节点42时，mosfet20以预定频率切换，并且当vfb节点34高于vref节点42时，mosfet20保持断开。

基于分压器反馈设计电源的工程师通常购买具有比较器40、vref42和控制逻辑50的控制器ic。给定由控制器ic制造商设置的vref42，工程师选取电阻器30和电阻器32的电阻值以设置vout节点14将被调节到的电压电势。vout节点14处的电压电势将稳定在等式2所示的电压处。

等式2:

使用用于反馈的电阻分压器在vfb节点34处产生电压，该电压对于比较器40的输入是可接受的。然而，电阻分压器不是一种灵活的方法。分压器不容易校准，以在vout节点14的有限电压范围内提供高分辨率电压控制。此外，分压器不仅降低了从vout节点14到vfb节点34的电压，而且还减小了电压变化的大小。从vout节点14到vfb节点34的电压变化幅度的减小使得控制电路对噪声的鲁棒性降低。

因此，需要用于调压器的更灵活的反馈机制。

附图说明

图1示出使用分压器产生反馈电压的调压器；

图2示出使用通过电阻器的电流产生反馈电压的调压器；

图3示出使用电流阱数模转换器(dac)产生反馈电压的调压器，以控制通过电阻器的电流的大小；

图4示出用于调节负电压电势的电流源dac；

图5a和5b示出与电流阱dac并联的电流源以产生电压偏移；

图6a和6b示出与可微调的dac并联的粗调dac，以允许调压器针对不同用途进行校准；以及

图7示出为雪崩光电二极管供电的调压器。

具体实施方式

在下面参考附图的描述中，在一个或多个实施例中描述了本发明，其中相同的数字表示相同或相似的元件。尽管根据实现本发明目标的最佳模式描述了本发明，但本领域技术人员将理解，该描述旨在覆盖可以包括由所附权利要求以及由以下公开和附图所支持的权利要求的等同物限定的本发明的精神和范围内的备选方案，修改和等同物。

图2示出了调压器70，其在vfb节点34处具有由电阻器76和电流源78而不是分压器产生的反馈信号。电阻器76和电流源78串联耦合在vout节点14和地节点24之间。电流源78通过电阻器76将电流从vout节点14吸引到地节点24处。通过电阻器76的电流引起从vout节点14到vfb节点34的压降，其等于电阻器的值乘以电流量。出于实用的目的，通过电阻器76的电流可以被认为等于电流源78所产生的电流的值，即使在实际应用中可能存在可忽略不计的差异，该差异可能是可被检测的，或可能是无法被检测到的。

由于通过电阻器76的电流实际上是固定值，因此电阻器76两端的压降也是固定的。vout节点14具有高于vfb节点34的且量级固定的电压电势。vfb节点34相对于vout节点14的电压电势如等式3所示，其中i78表示电流源78的大小，r76表示电阻器76的电阻值。

等式3:vfb＝vout-(i78*r76)

当调压器70接通时，vfb节点34稳定在与vref节点42相同的电压电势处，因为这两个值是被输入到比较器40的。因此，通过利用电阻器76和电流源78的设计参数配置vfb节点34低于vout节点14的大小来设置vout节点14处的调压器70的输出电压。在一个实施例中，电源设计者采购集成电路(ic)封装，其中比较器40、vref节点42和电流源78集成在该封装中。设计者知悉内置于ic中的电流源78和vref42的值，并选取电阻器76的电阻值以在电阻器两端产生所需的压降，使得vref42加上压降等于vout节点14的所需电压电势。在vout节点14处的调节电压将稳定到与用于电阻器76的所选的电阻值成比例的值，如等式4所给出的。

等式4:vout＝vref+(i78*r76)

作为示例，如果控制器ic的制造商将vref节点42设置为5伏并且将电流源78设置为50毫安，则电源设计者可以将电阻器76的值设置为140欧姆以将使vout节点14产生12伏电压输出。欧姆定律规定电阻器76两端的压降将是电流(50毫安，由ic制造商设定)乘以电阻(140欧姆，由电源设计者选择)。因此，示例中电阻器76两端的电压将为7伏。控制逻辑50将维持vfb节点34与vref节点42(5伏)大致相同的电压电位，因此vout节点14将保持在大约5伏(vref的电压)加上7伏(电阻器76两端的电压)，即12伏。

在某些实施例中，控制器ic制造商在封装上设置vfb节点34端子，其直接耦合到封装内的电流源78和比较器40上。电源70的设计者选取所需的电阻值并将电阻器76焊接到印刷电路板(pcb)或与控制器ic相邻的其它基板上，并电连接到控制器ic的vfb节点34端子上。

通过电阻器76的电流相对恒定，这意味着vout节点14和vfb节点34之间的电压差相对恒定。这两个电压之间存在直接关系，使得在vfb节点34处观察到vout节点14的电压波动具有基本相同的幅度。因为在vout节点14和vfb节点34之间电压变化的幅度大小没有减小，所以与分压器相比，利用电阻器76和电流源78产生的反馈电压对噪声更加鲁棒。此外，比较器40的偏移和增益不那么重要，使得能够使用更简单且更便宜的比较器。

图3示出具有反馈电路82的调压器80。反馈电路82包括比较器84、计数器86和电流阱dac88。如上所述，比较器84将vref节点42与vfb节点34进行比较，并产生输出信号44。输出信号44控制计数器86是递增或是递减。

dac88是电流阱，其通过电阻器76从vout节点14提取拉电流，其中电流的大小由存储在计数器86中的值控制。vfb节点34处的电压电位又由dac88转换的电流大小控制。反馈电路82的工作原理类似于数模转换器(adc)。计数器86提供vout节点14的电压电位的线性表示。计数器86中的数字值将稳定为与vout节点14处的模拟电压电势成比例的值，并且可以用仅利用数字控制器控制输出电压。vout节点14处的电压由等式5给出。在等式5中，计数器表示储存在计数器86中的数字值，而ilsb表示dac88通过改变计数器的最低有效位而由dac88汲取的电流大小的变化。

等式5:vout＝vref+(counter*llsb*r76)

当vout节点14处的电压升高时，vfb节点34处的电压电势将上升大致相等的幅度。比较器84将指示vfb节点34处于比vref节点42更高的电压电势，并使计数器86向上计数。计数器86中的上升值增加通过电阻器76由dac88通过转换的电流的大小，这增加了电阻器两端的压降。计数器86将计数直到dac88汲取的电流足以将vfb处的电压电势降低到小于vref为止。计数器86必须计数的量与vout节点14处的电压变化成比例。

随着vout节点14处的电压下降，vfb节点34处的电压电势下降大致相等的幅度。比较器84将指示vfb节点34处于比vref节点42更低的电压电势，并使计数器85向下计数。计数器86中的下降值减小dac88通过电阻器76由dac88汲取的电流大小，这减小了电阻器两端的压降。计数器86将倒计数直到由dac88汲取的电流低至足以将vfb节点34的电压增加到比vref节点42更大。计数器86中值下降的量与vout节点14处的电压电势中的下降成比例。

随着vout节点14的电压电势波动，计数器86成比例移动。计数器86中的值是与vout节点14处的电压电势成比例的数字值。控制逻辑90读取计数器86中的数字值，并使用输出电压的知识控制mosfet20。如果计数器86中的值表示vout节点14处于期望的电压电势以下，控制逻辑90增加开关mosfet20的频率或占空比，以调高vout节点14的电压。一旦vout节点14处的电压电势返回到所需的水平，控制逻辑90就观察计数器86中的值以将开关频率返回到较低值。

利用电流dac和单电阻器架构而不是双电阻器分压器的一个优点是可以通过反转比较器的极性并将dac镜像到电流源dac而不是镜像到电流阱dac来调节负电压。另一方面，现有技术架构通常需要用于分压器的附加固定电压。因此，通常需要控制器ic上的附加引脚来调节负电压。

图4中的电源调节器100配置为将vout节点14调节至负电压电势。二极管26的极性被翻转，该二极管被标记为二极管26a。电感器18和mosfet20的位置已经被颠倒，分别标记为标记为18a和20a。mosfet20a是p沟器件，而mosfet20是n沟器件。

图4示出反馈电路102，其中电流源dac104替换电流阱dac88。电流源dac104通过电阻器76将电流输出到与计数器86中的值成比例的vout节点14。在某些实施例中，可以实现可转换dac，其可配置为电流阱dac或电流源dac，允许单个控制器ic调节正或负电压。在某些实施例中，比较器84a与上述的比较器84是相同的硬件部件，但是仅仅具有切换的输入极性。也就是说，vref节点42耦合到比较器84的反相输入而不是非反相输入上。可以电子地控制比较器84输入的耦合，以允许单个比较器用于调节正电压或负电压。在其它实施例中，比较器84用于通过反转输出而不是交换输入来调节负电压。

图4中用于负电压的稳压器100的vfb节点34和vout节点14的电压电势计算与图3中的正电压的稳压器类似。等式6给出了反馈电压，而等式7给出调节电压。并且，当稳压器100稳定后，vfb节点34和vref节点42的电压电势将基本相等。

等式6:vfb＝vout+(counter*ilsb*r76)

等式7:vout＝vref-(counter*ilsb*r76

图4中的反馈电路102以与图3中的反馈电路82基本相同的方式运行，但是配置为调节负电压来代替正电压。

图5a示出具有反馈电路112的功率调节器110。反馈电路112包括如图3中所示的电流阱dac88和与dac并联的电流源114。比较器84、计数器86和dac88以与图3中基本相同的方式运行，用与vout节点14处的电压电势成比例的数字值输入填充计数器86。

电流源114以与电流源dac88并联的方式耦合到vfb节点34上，并且无论计数器86的状态如何，电流源114都汲取通过电阻器76的固定量的电流。电流源114会产生电压位偏移，这是由于电阻器76的额外电流和压降造成的。在没有电流源114的情况下，当计数器86包含零值时，dac88不汲取电流，并且vfb节点34处的电压电势等于vout节点14处的电压电势。vout节点14被调节为vref节点42的电压势，因为这是当vfb节点34等于vref时的电压势。没有电流源114的最大调节的电压电势由等式7给出，计数器86为最大值，例如，8位dac的十六进制为0xff。

图5b中的线120示出了水平轴上的dac88值与垂直轴线上的输出电压的示例曲线图。示出了线性关系，其中曲线120从vref节点42的电压电势开始并且随着计数器86从0x00计数到0xff而线性增长。图5b假设为8位计数器，但是在其它实施例中使用其它位宽。

具有图3中的反馈电路82的控制器ic可以精确地调节到接近vref的电压，这对于许多使用的情况下是不需要的，并且具有相对低的最大调节电压，这对于所有使用情况可能是不够的。对于计数器86的所有值，并联地添加电流源114增加了电阻器76两端的压降，进而升高了vout节点114的电压电势。图5b中的曲线122示出添加有电流源114后的计数器86的值与输出电压的关系。vofs指示在具有或不具有电流源114的计数器86的给定值之间的输出电压差。vofs由等式8给出，其中i114是电流源114汲取电流的大小。

等式8:vofs＝i114*r76+vref

对于计数器86的给定值，添加电流源114使得vout节点14处的电压电势向上偏移vofs，从而提高最小可调节输出电压和最大可调节输出电压。图5b中由线122提供的范围是用于许多目的的更有用的范围。例如，雪崩光电二极管可能需要30至50伏的电压，其完全在线122的垂直范围内，而没有电流源114的调节器仅允许调节高达40伏的电压。

图6a示出更灵活的功率调节器130，其中反馈电路132具有与dac88并联地添加的粗调dac134。粗调dac134是可调电流源，其没有dac88提供的相同水平的微调。虽然8位计数器86允许dac88汲取的电流具有256个不同的值，但粗调dac可以仅具有四个或五个不同的设置。在一个实施例中，粗调dac134仅仅是并联耦合并且能够以任何组合的多个电流源114，以实现所需的vofs。

图6b示出多个可能的计数器86与vout的曲线关系，这些曲线关系取决于粗调dac134选取的值。线140示出了粗调dac吸收相当于电阻器76两端的10伏压降的电流，以允许微调dac88在vref节点42上在10伏和50伏之间调节。线142示出了设置为20伏偏移的粗调dac134，以允许微调dac88从高于vref的20伏调节至60伏。线144示出了具有30伏偏移的粗调dac134，以允许微调dac88从高于vref的30伏调节至70伏。线146示出了设置为40伏偏移的粗调dac134，以允许微调dac88在高于vref的40伏与80伏之间调节。在其它实施例中，粗调dac134的附加设置用于将任何所需的偏移应用于微调dac88的微调范围。粗调dac134允许微调dac88的分辨率移位到所需的范围。调节器130的调节输出电压由等式9给出。

等式9:vout＝(i134+i88)*r76+vref

所公开的功率调节器的一个常见用途是用于向雪崩光电二极管(apd)电路提供电力，如图7所示。负载16包括在vout节点14和地节点24之间串联耦合的雪崩光电二极管150和电流源152。通常通过光纤电缆传送的光信号撞击apd150并改变apd的电阻，其改变电路节点154处的电压电势。跨阻抗放大器(tia)160具有耦合到电路节点154的输入和电路节点162处的输出。tia160的反馈路径包括耦合在vdd168与电路节点154之间的mosfet164和电阻器166。耦合到输出节点162的半导体器件接收来自光纤电缆的信息作为电信号。

根据选取的特定apd160的制造商和型号，apd将需要vout节点14处的电压电势落在可以显著变化的不同范围内。利用现有技术的分压器方法，不同apd的工作电压的扩展越宽，控制电压的分辨率越差。然而，粗调dac134提供的调节表示如果选取的特定apd160需要不同的电压范围，则可以调整dac88的微调。vfb节点34的电压总是稳定为基本上等于vref节点42的电压，因此只要粗调dac134的电流足够大，就可以实现任何的电压范围。

包括数模转换器的上述实现的另一个好处是，如果不需要调节器控制逻辑，则dac可以用于其他目的。包括控制逻辑的许多ic可以用于不需要用于控制vout节点14的外部电荷泵的情况。在那种情况下，用户仍可以使用dac用于其他目的。

尽管已经详细描述了本发明的一个或多个实施例，但本领域技术人员将理解，在不脱离如下所附权利要求的本发明范围的情况下，可以对这些实施例进行修改和调整。