DCDC原边反馈电压检测设定电路及其方法与流程

本发明属于dcdc原边反馈的反激开关电源技术领域，尤其涉及一种dcdc原边反馈电压的检测设定电路及其方法。

背景技术：

原边反馈技术的基本原理是利用在消磁阶段反激变压器的各个绕组之间的电压成比例的特性，从而可以通过检测一个绕组的电压就可以检测到另一个绕组的电压值。所以，对于隔离型的反激开关电源来说，只要检测原边绕组的消磁电压就能感知隔离副边电压的大小，再经过pmw调制方式来控制功率开关管的占空比以达到稳定输出电压的目的。

如图1所示，在消磁阶段，变压器主绕组两端的电压差和辅助绕组na的电压都是与副边绕组上的电压成比例的，由于主绕组的绝对电压，即共模电压很高，难以检测绕组两端的压差。所以通过检测辅助绕组na上的电压来感知副边绕组上的电压，为了控制芯片也能从辅助绕组取电，一般绕组上电压设计得比较高，超过控制芯片检测引脚的工作范围，所以需要电阻分压来采样。然而，随着半导体行业的进一步深度发展，已经有越来越多的集成ldmos功率器件和其它高压器件的bcd半导体工艺，用于设计在高输入共模电压下进行差分采样的器件耐压已到达100v甚至更高的，可以实现采样变压器主绕组的电压差来感知输出电压的大小，也可以设计高压ldo实现芯片自供电，那么可以去除辅助绕组，简化变压器的设计，减小体积和节约成本。

如图2所示，检测变压器主绕组来采样输出电压的原边反馈反激开关电源，n：1是变压器主绕组与副边绕组的匝数比，vos是副边绕组两端的电压，电阻rref上的电压vref的理想波形如图3所示，在消磁阶段的波形有一个下降的小斜坡，是由输出电流在输出二极管电阻以及其它寄生电阻上产生的电压导致，随着消磁电流的减小，在此类电阻上产生的电压逐渐减小。所以一般选择采样快要消磁结束时，常称为消磁结束的拐点处的电压来感知输出电压，因为此时电流接近零而可以忽略掉二极管电阻和寄生电阻的影响，此时副边绕组两端电压vos与vrfe之间的关系是：

在电源的正常工作条件下，采样到的电压vref与基准电压1v进行差分放大，产生pwm调制的脉宽信号控制功率管开关的占空比，最终会把vref的稳定在1v，从而最终使得vos稳定在：

输出电压vout与vos之间仅相差一个二极管压降，是较精确的固定值，所以把vos稳定了，vout也稳定了。

可以看出，通过设定电阻rfb和rref的大小可以设定开关电源输出电压的大小，但是这种在电阻rref上产生绕组的消磁波形来进行采样在极轻负载时存在较大的缺陷：第一，因为在引脚rref处总会有寄生电容存在，特别有时为了增加抗干扰能力或环路的稳定性，在此处并联电容，就存在rc延时，在高频时容易引起波形发生畸变，特别是在极轻负载下消磁时间很短的情况下，导致最终检测到的波形不是真正反映输出电压的理想波形，实际采样到的电压比理想的要低，那么导致开关电源的输出电压飘高；第二，采样所需要的功耗与信号的抗干扰性不容易折中，若把rref设计得小一些，具有rc延时小、抗干扰能力强的优良特性，但是这明显会增加采样功耗，以及差分采样电路的设计难度，若把rref设计得大一些，功耗小了，但是rc延时大，抗干扰能力变差。

为解决上述技术问题，凌特公司设计的一款芯片lt8303，如图4所示，它把电阻rref设计在芯片内部，因为在芯片内部寄生电容非常小，干扰也很小，即使有干扰也被视为共模信号而被大幅抑制掉，较好地解决了上面的问题。但是，这种方式又引起了输出电压精度变差的问题，因为在集成电路中很难控制离子的注入浓度而难以把电阻的精度做精确，精度一般在±15％以外，这直接导致输出电压的精度变差。当然，也可以通过电修调或激光修调的方式把电阻进行修正，但是要把精度在±15％以外的电阻修正到所需要的±1％以内，存在的技术问题是修调成本过高。

技术实现要素：

为了对披露的实施例的一些方面有一个基本的理解，下面给出了简单的概括。该概括部分不是泛泛评述，也不是要确定关键/重要组成元素或描绘这些实施例的保护范围。其唯一目的是用简单的形式呈现一些概念，以此作为后面的详细说明的序言。

本发明采用如下技术方案：

在一些可选的实施例中，提供一种dcdc原边反馈电压检测设定电路，包括：

稳压基准电流产生电路，用于基于芯片内部的基准电压，在芯片外置的基准电流产生电阻rib上产生基准电流源，再通过电流镜镜像出成比例的基准电流；

采样电流产生电路，用于在芯片外置的输出电压采样电阻rfb上产生反映开关电源输出电压大小的采样电流；

匹配电阻对，所述匹配电阻对包括：电阻rb及电阻rs，所述电阻rb与所述稳压基准电流产生电路的输出端连接，所述电阻rs与所述采样电流产生电路的输出端连接；

占空比调制电路，用于获取电阻rb及电阻rs上的电压，进行误差放大，并根据开关电源输出电压调制占空比。

在一些可选的实施例中，所述稳压基准电流产生电路包括：放大器amp、n沟道mos管nm1及第一电流镜；

所述放大器amp的输出端与所述n沟道mos管nm1的栅极连接，所述放大器amp的反向输入端与所述n沟道mos管nm1的源极连接且与芯片的rib引脚连接，芯片内部基准电压作为所述放大器amp的正向输入电压，所述n沟道mos管nm1的漏极与所述第一电流镜的输入节点连接，所述第一电流镜的的输出节点输出所述基准电流；

芯片的rib引脚连接所述基准电流产生电阻rib到地。

在一些可选的实施例中，所述采样电流产生电路包括：组成第二电流镜的p沟道mos管pm1及p沟道mos管pm2；

所述p沟道mos管pm1的源极与芯片vin引脚相连，p沟道mos管pm2的源极与芯片rfb引脚连接，所述p沟道mos管pm1的栅极与所述p沟道mos管pm2的栅极连接，所述p沟道mos管pm2的漏极输出所述采样电流；

芯片vin引脚接开关电源的输入电压vin，芯片rfb引脚通过所述输出电压采样电阻rfb后与芯片功率管漏极引脚drn以及变压器主绕组的输出端口连接。

在一些可选的实施例中，所述电阻rb一端与所述稳压基准电流产生电路的第一电流镜的的输出节点连接，另一端接地；所述电阻rs一端与所述采样电流产生电路的p沟道mos管pm2的漏极连接，另一端接地。

在一些可选的实施例中，所述的dcdc原边反馈电压检测设定电路，还包括:功率开关nmo；

所述占空比调制电路包括：误差放大器及占空比控制模块；所述占空比控制模块的输入端与所述误差放大器的输出端连接，所述占空比控制模块的输出端与功率开关nmo的栅极连接；所述稳压基准电流产生电路的输出端口与所述误差放大器的同向输入端连接；所述采样电流产生电路的输出端口与所述误差放大器的反向输入端连接；所述功率开关nmo的漏极与芯片drn引脚连接。

在一些可选的实施例中，变压器主绕组的输入端口接开关电源的输入电压vin以及输入电容cin的正端，变压器副边绕组与输出整流二极管dout和输出电容cout构成副边输出整流电路，形成反激开关电源拓扑结构。

在一些可选的实施例中，提供一种dcdc原边反馈电压检测设定方法，包括：

稳压基准电流产生电路基于芯片内部的基准电压，在芯片外置的基准电流产生电阻rib上产生基准电流源，再通过电流镜镜像出成比例的基准电流，所述基准电流在芯片内部的匹配电阻对中的电阻rb上产生稳压基准电压；；

采样电流产生电路在芯片外置的输出电压采样电阻rfb上产生反映开关电源输出电压大小的采样电流，采样电流在芯片内部的匹配电阻对中的电阻rs上获得采样电阻电压；

占空比调制电路获取电阻rb及电阻rs上的电压，进行误差放大，并根据开关电源输出电压调制占空比；

调节输出电压采样电阻rfb及基准电流产生电阻rib设定开关电源输出电压的大小。

本发明所带来的有益效果：反射电压产生的采样电流与基准电流在匹配电阻对上产生电压后进行误差放大，等同于采样电流与基准电流的比较，而与电阻的精度和温度系数无关，只需要适当设计匹配电阻对的电阻阻值以便所产生的电压不超过误差放大器的工作范围，因此只要获得较高精度的基准电流就能实现相应精度的开关电源输出电压，不存在影响开关电源输出电压精度的问题；同时，由于匹配电阻对是芯片内部的电阻，具有寄生电容小的优点，在负载很轻而消磁时间很短时波形不易发生畸变，从而避免了寄生电容引起的空载飘高、抗干扰能力差的问题，即使稳定后的静态偏置电流设定得较小，也不容易导致采样波形被干扰；采样速度快、不易变形，有效避免开关电源输出电压偏离设定的稳定值的技术问题。

附图说明

图1是现有技术acdc隔离型开关电源的应用原理图；

图2是现有技术检测变压器主绕组来采样输出电压的原边反馈反激开关电源的应用原理图；

图3是图2中电阻rref在消磁阶段的电压波形；

图4是现有技术芯片lt8303的简略应用图；

图5是本发明dcdc原边反馈电压检测设定电路的原理框图；

图6为本发明dcdc原边反馈电压检测设定电路的电路图。

具体实施方式

为了更好地理解本发明解决的问题，下面通过具体的实施例来说明，以便更好地理解本发明的内容。然而，其中涉及的一些具体参数设计，例如电流镜的比例系数、电阻的比例系数等，仅是为了更直观地理解而不是作为对本发明内容的限定。

如图5所示，在一些说明性的实施例中，提供一种dcdc原边反馈电压检测设定电路，包括：稳压基准电流产生电路、采样电流产生电路、匹配电阻对、占空比调制电路及功率开关nmo。

稳压基准电流产生电路，用于基于芯片内部的基准电压vref，在芯片外置的基准电流产生电阻rib上产生基准电流源，再通过电流镜镜像出成比例的基准电流。

稳压基准电流产生电路的包括输入端口101、基准电流产生端口102、基准电流输出端口103，输入端口101与芯片内部基准电压vref相连，基准电流产生端口102与芯片rib引脚连接，基准电流输出端口103与匹配电阻对的第一输入端口104以及占空比调制电路的稳压基准电压输入端口110相连，基准电流输出端口103输出基准电流。

采样电流产生电路，用于在芯片外置的输出电压采样电阻rfb上产生反映开关电源输出电压大小的采样电流。

采样电流产生电路包括输入电压端口108、反射电压嵌位端口107、采样电流输出端口106，输入电压端口108与芯片vin引脚连接，反射电压嵌位端口107与芯片的rfb引脚连接，采样电流输出端口106与匹配电阻对的第二输入端口105以及占空比调制电路采样的电压输入端口109连接，采样电流输出端口106输出采样电流。

占空比调制电路，用于获取电阻rb及电阻rs上的电压，进行误差放大，并根据开关电源输出电压调制占空比。

占空比调制电路，包括：电压输入端口109、稳压基准电压输入端口110、输出端口111，输出端口111与功率开关nmo的栅极连接，功率开关nmo的漏极与源极分别与芯片drn引脚和芯片gnd引脚连接。

芯片的rib引脚连接所述基准电流产生电阻rib到地，芯片vin引脚接开关电源的输入电压vin，芯片rfb引脚通过输出电压采样电阻rfb后与芯片功率管漏极引脚drn以及变压器主绕组的输出端口连接。变压器主绕组的输入端口接开关电源的输入电压vin以及输入电容cin的正端，变压器副边绕组与输出整流二极管dout和输出电容cout构成副边输出整流电路，形成反激开关电源拓扑结构。

如图6所示，稳压基准电流产生电路201包括：放大器amp、n沟道mos管nm1及第一电流镜。

放大器amp的输出端与n沟道mos管nm1的栅极连接，放大器amp的反向输入端与n沟道mos管nm1的源极连接且与芯片的rib引脚连接，芯片内部基准电压vref作为放大器amp的正向输入电压，n沟道mos管nm1的漏极与第一电流镜的输入节点连接，第一电流镜的的输出节点输出基准电流。

放大器amp和n沟道mos管nm1组成单位增益放大器，芯片内部的基准电压vref作为单位增益放大器输入电压，从而将vref复制到外置的基准电流产生电阻rib上，产生偏置电流源irib，偏置电流源irib再通过第一电流镜产生与其成比例的基准电流iref。芯片内部的基准电压vref和运算放大器amp在芯片外置的基准电流产生电阻rib上产生精确的基准电流源，再通过第一电流镜镜像出成比例的基准电流iref，并且该电流在芯片内部的基准电阻上产生稳压基准电压，芯片内部的基准电阻是指匹配电阻对203中的电阻rb。

采样电流产生电路202包括：p沟道mos管pm1及p沟道mos管pm2，p沟道mos管pm1与p沟道mos管pm2组成第二电流镜。

pm1是二极管连接方式，且以ib作为偏置电流，p沟道mos管pm1的源极与芯片vin引脚相连，p沟道mos管pm2的源极与芯片rfb引脚连接，p沟道mos管pm1的栅极与p沟道mos管pm2的栅极连接，p沟道mos管pm2的漏极输出采样电流isamp，并且采样电流isamp在芯片内部的采样电阻上获得采样电阻电压，芯片内部的采样电阻是指匹配电阻对203的电阻rs。

上文中所提到的芯片外置的基准电流产生电阻rib和芯片外置的输出电压采样电阻rfb是指电阻是连接在芯片引脚外面的，而非设计芯片电路的半导体工艺器件，它们是可以获得高精度的电阻值。

匹配电阻对203包括：电阻rb及电阻rs。电阻rb与稳压基准电流产生电路的输出端连接，即电阻rb与稳压基准电流产生电路201的基准电流输出端口103连接。电阻rs与采样电流产生电路的输出端连接，即电阻rs与采样电流产生电路202的采样电流输出端口106连接。具体的，电阻rb一端与稳压基准电流产生电路201的第一电流镜的的输出节点连接，另一端接地；电阻rs一端与采样电流产生电路202的p沟道mos管pm2的漏极连接，另一端接地。电阻rb及电阻rs通过误差放大以控制开关电源的占空比来实现电源的输出电压稳定。

匹配电阻对203中的电阻rb及电阻rs是指设计该芯片所用的半导体工艺中同一类型的电阻，并且在版图上进行匹配以使得它们的特性基本一致。电阻rb感应稳压基准电流产生电路201产生的基准电流iref，电阻rs感应采样电流产生电路202产生的采样电流isamp。

占空比调制电路204包括：误差放大器ea及占空比控制模块，占空比控制模块可调制占空比，这是开关电源控制应有的功能，这里不摘赘述。占空比控制模块的输入端与误差放大器ea的输出端连接，占空比控制模块的输出端与功率开关nmo的栅极连接；稳压基准电流产生电路的输出端口与误差放大器ea的同向输入端连接；采样电流产生电路的输出端口与误差放大器ea的反向输入端连接；功率开关nmo的漏极与芯片drn引脚连接。

本发明的技术方案的工作原理是：

芯片内部的基准电压vref通过运放组成的电压跟随器，将基准电压复制到了芯片引脚rib上，产生了由基准电压vref和基准电流产生电阻rib决定的电流源，该电流可被成比例地复制而产生稳压基准电流；

采样电流产生电路将芯片引脚rfb的电压嵌位在与vin相同的电压，所以需要把通过芯片外置的输出电压采样电阻rfb的电流吸收掉，吸进的电流再从其采样电流输出端口106流出，产生采样电流isamp，采样电流isamp反映开关电源输出电压的大小，因为芯片引脚rfb被嵌位在与vin相同的电压，那么在消磁阶段加在输出电压采样电阻rfb两端的电压等于变压器主绕组的电压，它的大小与变压器副边绕组的电压成匝比关系。

稳压基准电流在匹配电阻对的电阻rb上产生稳压基准电压，由于芯片内部电阻精度差且温度系数也大，所以它是很不精确的；同时，采样电流isamp在匹配电阻对的电阻rs上产生采样电压，同样地，它也是很不精确的，但是由于匹配电阻对的电阻rb和电阻rs是同一半导体工艺中的同一类型的电阻，且版图匹配，电阻rb和电阻rs的电阻值的偏差以及温度系数相互抵消掉，并不影响开关电源输出电压的精度。

在一些说明性的实施例中，提供一种dcdc原边反馈电压检测设定方法，包括：

稳压基准电流产生电路基于芯片内部的基准电压vref，在芯片外置的基准电流产生电阻rib上产生基准电流源，再通过电流镜镜像出成比例的基准电流iref，基准电流iref在芯片内部的匹配电阻对中的电阻rb上产生稳压基准电压；；

采样电流产生电路在芯片外置的输出电压采样电阻rfb上产生反映开关电源输出电压大小的采样电流isamp，采样电流isamp在芯片内部的匹配电阻对中的电阻rs上获得采样电阻电压；

占空比调制电路获取电阻rb及电阻rs上的电压，进行误差放大，并根据开关电源输出电压调制占空比；

调节输出电压采样电阻rfb及基准电流产生电阻rib设定开关电源输出电压的大小。

通过以上方法之所以能实现本发明的目的，原理是：集成电路可以设计很精确的基准电压，那么它与外置的精确电阻共同产生较精确的基准电流是比较容易的，即使精度还不能满足设计需求，通过简单的修调也可进一步提高精度。反射电压产生的感应电流与基准电流iref在同一类型的成精确比例的电阻上产生电压后进行误差放大，等同于采样电流isamp与基准电流iref的比较，而与电阻的精度和温度系数无关，只要适当设计电阻的阻值以便所产生的电压不超过误差放大器的工作范围。这样的话，只要获得较高精度的基准电流就能实现相应精度的开关电源输出电压，而基准电流的精度在前面已经阐明是容易获取的。同时，由于电阻rs与rb是芯片内部的电阻，具有所需要的寄生电容小、它上面的电压信号不容易被干扰的特点，从而采样速度快、不易变形，有效避免开关电源输出电压偏离设定的稳定值。

为了计算方便，假设稳压基准电流产生电路中的电流镜比例系数为1:1，匹配电阻对rb：rs＝k，稳压基准电流产生电路输出的基准电流大小为：

根据开关电源的原理，在环路稳定后误差放大器ea的输入电压是大约相等的，即电阻rb与rs上的电压相等，即：

isamp*rs＝iref*rb；

从而有：

可见，待开关电源环路稳定后，采样电流isamp仅仅与电阻rb和rs的比例系数有关，与其电阻的绝对值无关，因此，rb和rs电阻阻值的偏差和温度系数并不影响稳定后的采样电流，从而也不会影响开关电源的输出电压，因为采样电流isamp直接反映开关电源输出电压的，这个反应关系可通过下面的计算得到。因为芯片引脚rfb被嵌位在与vin相同的电压，那么消磁阶段加在电阻rfb上的电压等于变压器主绕组上的反射电压vor，所以：

vor＝isamp*rfb；

在变压器主绕组上的电压vor与副边电压vos成匝比关系，最终可得到开关电源的输出电压：

其中n是变压器主绕组np与副边绕组ns的匝数比，vbe是输出二极管的压降。可以看出，开关电源的输出电压vout并不受内部采样电阻rs的影响，通过调节外置电阻rfb和rib都可设置输出电压的大小，输出电压的大小与它们的比例系数相关。比例系数k、n，基准电压vref、外置电阻rfb和rib、二极管压降vbe都是比较精确的，从而可以获得原边反馈应有的输出电压精度，不受采样电阻rs的影响。同时，由于电阻rs是在芯片内部，寄生电容小，在负载很轻而消磁时间很短时波形不易发生畸变，采样准确而不会导致开关电源输出电压飘高；即使稳定后的静态偏置电流设定得较小，也不容易导致采样波形被干扰。

本领域技术人员还应当理解，结合本文的实施例描述的各种说明性的逻辑框、模块、电路和算法步骤均可以实现成电子硬件、计算机软件或其组合。为了清楚地说明硬件和软件之间的可交换性，上面对各种说明性的部件、框、模块、电路和步骤均围绕其功能进行了一般地描述。至于这种功能是实现成硬件还是实现成软件，取决于特定的应用和对整个系统所施加的设计约束条件。熟练的技术人员可以针对每个特定应用，以变通的方式实现所描述的功能，但是，这种实现决策不应解释为背离本公开的保护范围。