基于QPCI控制的三相并网逆变器控制系统和方法与流程

本发明属于分布式发电与微电网技术，具体涉及一种基于qpci控制的三相并网逆变器控制系统和方法。

背景技术：

近年来，随着全球能源危机爆发和环境污染问题日益严重，发展可再生能源发电已成为一种国际趋势，逆变器并网发电技术受到人们广泛关注。三相并网逆变器作为分布式发电与电网的接口装置，需要解决一系列技术挑战，来实现三相逆变器高效稳定并网运行。因此，非常有必要对微电网中的并网逆变器进入深入研究。

直接电流控制是并网逆变器最常用的控制策略，其也是三相并网逆变器控制系统中的关键问题。具体地，电流比例积分控制在实际应用中，结构简单，容易实现。在平衡线性负载中，pi控制器在同步旋转(dq)坐标系下具有良好的性能；在非线性负载下，由于谐波分量的存在，存在稳态误差。从pi控制存在交流量控制有稳态误差出发，在pi控制器的基础上，提出一种基于αβ静止坐标系的比例复数积分控制(proportionalcomplexintegral,pci)，可以消除交流量控制存在的稳态误差。但是pci控制只有在基频处可以实现交流量稳态误差调节，否则增益会迅速较小，造成较大的偏差。其次pci控制在基频处的无限大增益对系统的稳定性有挑战。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题是提供基于qpci控制的三相并网逆变器控制系统，采用qpci控制器，使得系统输出量在该控制器下跟随参考量，基本不受扰动量影响；并给出了基于三相abc坐标系下的qpci控制策略；采用以上方案，减少坐标变换运算，使得控制结构简单、易于实现。

为达到上述目的，本发明的技术方案如下:

基于qpci控制器的三相并网逆变器的控制系统，其特征在于，包括：

直流电源，所述直流电源用于给三相并网逆变器提供直流电的输入域，并与三相并网逆变桥相连；

三相并网逆变器，所述三相并网逆变器包括控制系统、主电路以及逆变滤波电路，所述直流电源分别与控制系统的输入端以及主电路的输入端连接，所述主电路通过逆变滤波电路后分别与控制系统、负荷以及电网连接，所述控制系统的输出端与主电路的输入端连接；

所述控制系统包括qpci控制器以及脉冲宽度调制器，所述逆变滤波电路经过qpci控制器后经脉冲宽度调制器与主电路连通；

所述qpci控制器用于采集直流电源输出的电流值以及设定或电网调度指令输出的电流值并计算两者的信号偏差，所述脉冲宽度调制器根据上述信号偏差得到驱动信号，控制三相并网逆变器的输出。

作为本发明的进一步改进，所述控制系统还包括电流电压采集模块，所述电流电压采集模块分别与直流电源的输出端以及逆变滤波电路的输出端连接。

采用电流电压采集模块，便于采集更精准的电流电压值。

作为本发明的进一步改进，所述电流电压采集模块包括并联设置的直流电压霍尔传感器、直流电流霍尔传感器、交流电压互感器以及交流电流霍尔传感器，所述直流电压霍尔传感器、直流电流霍尔传感器分别与直流电流的输出端连接，所述交流电压互感器以及交流电流霍尔传感器分别与逆变滤波电路的输出端连接。

本实施例中，霍尔传感器利用磁生电的原理，将大信号转换成小幅值，而交流互感器利用类似变压器的原理，将电压降到dsp可以采样的范围内。

作为本发明的进一步改进，还包括功率驱动电路，所述功率驱动电路分别与脉冲宽度调制器以及主电路连接。

作为本发明的进一步改进，所述功率驱动电路包括隔离dc-dc模块和hcpl-3120光隔驱动芯片，用于实现脉冲宽度调制器与主电路之间的通断。

作为本发明的进一步改进，所述逆变滤波电路与电网之间还依次设置有三相隔离变压器以及三相调压器，所述三相隔离变压器以及三相调压器分别与逆变滤波电路的输出端以及电网的输入端连接。

调压器可以降低逆变器输出电压，减小安全隐患，而隔离变压器则可以减弱来自电网的冲击。

本发明还公开了基于qpci控制器的三相并网逆变器的控制方法，包括以下步骤：

1)偏差信号的计算：当三相并网逆变器处于暂态时，通过控制系统中的qpci控制器计算三相并网参考电流值与三相并网输出电流值的差值，得到偏差信号，所述三相并网参考电流值为人为设定或者根据电网调度指令获取的电流值，所述三相并网输出电流值为输入电网之前交流电的电流值；

2)输出信号的计算：将上述偏差信号通过qpci控制器进行计算，得到输出信号ya、yb以及yc；

3)驱动信号的产生：将上述输出信号ya、yb以及yc作为调制信号，将上述调制信号分别送至脉冲宽度调制器中，在脉冲宽度调制器内进行三角载波与调制波的比较运算，得到驱动信号，实现三相并网逆变器输出的控制。

作为本发明的进一步改进，所述步骤3)驱动信号的产生中，所述三角载波与调制波的比较运算具体为：在pwm信号发生器内进行三角载波峰值以及调制波峰值的做差运算。

作为本发明的进一步改进，所述步骤3)驱动信号的产生中，当调制波峰值大于三角波峰值时，输出高电平的驱动信号，当调制波峰值小于三角波峰值时，输出低电平的驱动信号。

本发明的有益效果如下：

本发明中，qpci控制即可以在两相αβ坐标系下实现，也可以在三相abc坐标系下实现。三相abc坐标系qpci控制与两相αβ坐标系qpci控制相比，简化了控制结构，省去了clarke变换及其逆变换运算。实际使用中，clark换算的目的就是将三相静止的的abc坐标转换为两相静止的αβ坐标系，而本申请的目的应该是减少clark变换，进而直接在三相静止的abc坐标下进行qpci控制。

本发明中，通过采集直流电源以及需要供电的负载的电流值等信息，然后通过直接的运算，得到调制信号，结合pwm信号发生器实现对三相并网逆变器输出的电流值的控制。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明提供的基于qpci控制器的三相并网逆变器的控制系统的结构原理图；

图2为本发明提供的基于qpci控制器的三相并网逆变器的控制系统的电路图；

图3为本发明提供的电流电压采集模块的电路原理图；

图4为本发明提供的功率驱动电路的电路原理图；

图5为本发明提供的现有技术中基于qpci控制器的三相并网逆变器的控制系统的结构原理图；

图6为本发明提供的实施例2的控制状态图之一；

图7为本发明提供的实施例2的控制状态图之二；

图8为本发明提供的实施例2的控制状态图之三；

图9为本发明提供的实施例2中的三相abc坐标系偏差矢量合成图；

图10为本发明提供的实施例2中的三相abc坐标系下实现复数j的计算图；

图11-a为本发明提供的三相电网电压锁相过程变化图；

图11-b为本发明提供的三相参考电流、并网电流以及偏差电流的变化图；

图11-c为本发明提供的a相电网电压锁相过程变化图。

具体实施方式

为了使本发明实现的技术手段、创作特征、达成目的与功效易于明白了解，下面结合具体图示，进一步阐述本发明。

实施例1

参照附图1-5所示，本发明提供的基于qpci控制器的三相并网逆变器的控制系统，包括：

直流电源，所述直流电源用于给三相并网逆变器提供直流电的输入，并与三相并网逆变桥相连；

三相并网逆变器，所述三相并网逆变器包括控制系统、主电路以及逆变滤波电路，所述直流电源分别与控制系统的输入端以及主电路的输入端连接，所述主电路通过逆变滤波电路后分别与控制系统、负荷以及电网连接，所述控制系统的输出端与主电路的输入端连接；

参照附图1所示，本实施例中，直流电源为不可控整流模块；而主电路采用功率主电路模块，逆变滤波电路采用逆变滤波模块。

所述控制系统包括qpci控制器以及脉冲宽度调制器，所述逆变滤波电路经过qpci控制器后经脉冲宽度调制器与主电路连通；参照附图2所示，本实施例中，脉冲宽度调制器为pwm模块，而功率主电路模块即ipm模块。

所述qpci控制器用于采集直流电源输出的电流值以及设定或电网调度指令输出的电流值并计算两者的信号偏差，所述脉冲宽度调制器根据上述信号偏差得到驱动信号，控制三相并网逆变器的输出。

具体地，主电路采用功率主电路，其能够将直流转换为交流。本实施例中，为了配合实验室使用，直流电源采用不可控整流模块。

本实施例中，qpci控制器是在三相abc坐标系下实现的，相对于传统的qpci，省去clarke变换和逆变换，简化控制结构，提高系统的响应速度。

作为本发明的进一步改进，所述控制系统还包括电流电压采集模块，所述电流电压采集模块分别与直流电源的输出端以及逆变滤波电路的输出端连接。

采用电流电压采集模块，便于采集更精准的电流电压值。

参照附图3所示，所述电流电压采集模块，具体包括并联设置的直流电压霍尔传感器、直流电流霍尔传感器、交流电压互感器以及交流电流霍尔传感器，所述直流电压霍尔传感器、直流电流霍尔传感器分别与直流电流的输出端连接，所述交流电压互感器以及交流电流霍尔传感器分别与逆变滤波电路的输出端连接。

本实施例中，霍尔传感器利用磁生电的原理，将大信号转换成小幅值，而交流互感器利用类似变压器的原理，将电压降到dsp可以采样的范围内。

采用直流电压霍尔传感器(vsm025a)、直流电流霍尔传感器(hdc-10sy)、交流电压互感器(dl-pt202h1)、交流电流霍尔传感器(hx-10-p)运算放大器信号调理电路，将实际的电压、电流值转换为dsp控制芯片可以采样的电压范围。连接关系见附图3，霍尔传感器利用磁生电的原理，将大信号转换成小幅值，而交流互感器利用类似变压器的原理，将电压降到dsp可以采样的范围内

进一步地，还包括功率驱动电路，所述功率驱动电路分别与脉冲宽度调制器以及主电路连接。

参照附图4所示，所述功率驱动电路包括隔离dc-dc模块和hcpl-3120光隔驱动芯片，用于实现脉冲宽度调制器与主电路之间的通断。

进一步地，所述逆变滤波电路与电网之间还依次设置有三相隔离变压器以及三相调压器，所述三相隔离变压器以及三相调压器分别与逆变滤波电路的输出端以及电网的输入端连接。

调压器可以降低逆变器输出电压，减小安全隐患，而隔离变压器则可以减弱来自电网的冲击。

本发明还公开了基于qpci控制器的三相并网逆变器的控制方法，包括以下步骤：

1)偏差信号的计算：当三相并网逆变器处于暂态时，通过控制系统中的qpci控制器计算三相并网参考电流值与三相并网输出电流值的差值，得到偏差信号，所述三相并网参考电流值为人为设定或者根据电网调度指令获取的电流值，所述三相并网输出电流值为输入电网之前交流电的电流值；

2)输出信号的计算：将上述偏差信号通过qpci控制器进行计算，得到输出信号ya、yb以及yc；

3)驱动信号的产生：将上述输出信号ya、yb以及yc作为调制信号，将上述调制信号分别送至脉冲宽度调制器中，在脉冲宽度调制器内进行三角载波与调制波的比较运算，得到驱动信号，实现三相并网逆变器输出的控制。

实际使用中，当电流趋于稳态时，则不存在偏差信号，而暂态时，则有一定的偏差信号存在。

进一步地，所述步骤3)驱动信号的产生中，所述三角载波与调制波的比较运算具体为：在pwm信号发生器内进行三角载波峰值以及调制波峰值的做差运算。

进一步地，所述步骤3)驱动信号的产生中，当调制波峰值大于三角波峰值时，输出高电平的驱动信号，当调制波峰值小于三角波峰值时，输出低电平的驱动信号。

实施例2

参照附图1-2所示，本发明中，基于qpci控制器的三相并网逆变器控制系统，包括：

如图1所示：三相并网逆变器控制系统由三相调压器、三相隔离变压器和三相并网逆变器组成，而三相并网逆变器由dsp核心板、dsp外围调理模块、功率驱动模块、不控制整流模块、igbt组成的三相桥式功率主电路、电压电流采样模块、lc滤波模块和辅助开关电源组成。

具体地，参照附图1所示，首先，用不可控整流模块的输出作为直流源，输出接igbt组成的三相桥式功率主电路的dc端，三相逆变桥功率主电路的交流输出端接lc滤波模块，lc滤波模块的输出端接三相平衡负载，再经三相隔离变压器和调压器接入电网。

同时，还设置有dsp及信号处理模块，其通过功率驱动模块与主电路模块连接，而不可控整流模块的输出端通过电压电流采集模块后与dsp及信号处理模块连接；电压电流采集模块同时采集逆变滤波模块输出的电压电流；

本实施例中，不可控整流模块：将交流电整流为直流电传送给功率主电路模块；功率主电路模块用于将直流电经过逆变转换为交流电；功率驱动模块用于将dsp的控制信号放大传送给功率主电路模块；逆变滤波模块：将功率主电路模块输出的交流电，输送至负荷或者电网；电压电流采集模块用于采样电压与电流，输送给dsp及信号处理模块进行处理；而dsp及信号处理模块则用于dsp主要用于控制算法的执行。

本实施例中，所述dsp型号采用dsp28335。

如图2所示；首先将三相并网参考电流ia^*、ib*、ic^*与三相并网输出电流ia、ib、ic进行做差运算(此时即，求三相并网参考电流值与三相并网输出电流值的差值。例如ia^*-ia的值即为两者的差值。)，得到偏差信号ea、eb、ec，再经过通用qpci控制器得到输出信号ya、yb、yc，将该信号作为调制信号送至pwm信号发生器，三角载波与调制波进行比较，产生3对互补对称且相位相差120°的驱动信号，用于控制电流闭环控制的逆变器输出三相正弦并网电流。

对于三角载波和调制波进行比较，实际是一种做差运算(将三角载波和调制波的峰值进行做差运算，得到差值。)。当调制波大于载波，pwm模块输出高电平；(控制器上标识的高低电平为刹车，高电平一般规定为5v以上，低电平为0v左右。2、在不同电路上的电压值不相同，如果是5v供电的数字电路，高电平就是5v，或接近5v。低电平就是‘无’，就是0v或接近0v。3、控制器的高电平是通，低电平是控。)而当调制波小于载波，pwm模块输出低电平。其也称为spwm调制，但在实际应用时，只需将调制波信号做为pwm模块的占空比即可。

图6-图8的三种基于abc坐标系qpci结构控制框图，图8的形式更好，原因为abc坐标系下的控制框图本身较αβ坐标系相对简化，其次图6是最初始化的控制框图，图7是经过解耦的控制框图，而图8是在图7的基础上，借鉴三相系统中的三相变量可以用两个变量进行表示的特点，实现用两个qpci控制器也可以实现对三相系统的控制。总归来说，图8在实现时，控制结构更简单，运算量更小。

由图7可知：总输出为ya+yb+yc。由于三相变量可以用两个变量进行表示的特点，即：yc＝-ya-yb。所以可以转化为图8的表示形式，总输出量保持不变。

在本发明的一个优选实施例中，所述qpci控制器为复数域控制器。

qpci控制即可以在两相αβ坐标系下实现，也可以在三相abc坐标系下实现；仿真开始时，利用双二阶广义积分器算法的锁相环对电网电压进行锁相，使逆变器输出跟踪电网电压，经过几个周期后锁相完成，闭合断路器，同时增加给定电流，完成并网过程，向电网注入功率。

图5为αβ坐标系qpci控制结构图。

参照附图5可知，现有技术中，在两相静止坐标系(αβ坐标系)中，通过clarke变换，并网电流误差信号ea、eb、ec变成两相静止坐标系系下的电流误差信号eα、eβ，然后经过qpci控制器，其中qpci控制器为复数域控制器，因为存在复数j，用模拟和数字化方法比较难实现。复数j是一个幅值不变但相位平移90°的物理量。在两相静止坐标系中，假设存在正交变量xα和xβ为中间变量，故xα＝jxβ，xβ＝-jxα，利用此等式建立αβ轴之间的耦合来实现复数j。两相静止坐标系qpci结构控制框图如图5所示，经过qpci控制器得到输出信号yα和yβ，再通过clarke逆变换得到三相静止坐标系下的输出信号ya、yc，将其用作调制信号。

根据图5可知，在αβ坐标系下，实现qpci控制，需要clarke变换及逆变换配合实现，加大了系统运算量。为了进一步简化控制结构，图6，图7，图8将不经过clarke变换及其逆变换，直接在三相静止坐标系abc的具体实现过程。

图6为三相abc坐标系qpci控制结构图i；

对于三相abc坐标系qpci控制的实现过程，首先根据图5的两相静止坐标系qpci控制结构图，推导出qpci控制器在静止坐标系abc下的数学模型，再结合三相系统特点，构建出三相abc坐标系下qpci控制实现结构图。

由图5可知，三相abc坐标系下的并网电流误差信号ea、eb、ec通过等幅值clarke变换得到两相静止坐标系下的电流误差信号eα、eβ，用公式可以表示为：

在qpci控制器的作用下，在两相静止坐标下的的电流误差信号eα、eβ，转换为两相静止坐标系下的输出信号yα、yβ，用公式可以表示为：

利用等幅值的clarke逆变换，将αβ坐标系下的输出信号yα、yβ变换到三相abc坐标系下的输出信号ya、yb、yc，用公式可以表示为：

联立式(6)-(8)，可得三相abc坐标系下的并网电流误差信号ea、eb、ec到三相abc坐标系下的输出信号ya、yb、yc的转换关系式为：

利用三相abc坐标系信号ea、eb、ec的幅值相等且相移120°原理，进行矢量合成如图9所示，其为三相abc坐标系偏差矢量合成图。

经过矢量合成之后，式(9)可以简化为：

显然可以看出，三相abc坐标系下的并网电流误差信号ea、eb、ec到三相abc坐标系下的输出信号ya、yb、yc是相互独立的，可以单独通过qpci进行控制，用结构框图表示如图6所示。

图10为三相abc坐标系qpci控制结构图ii；

如图8所示，其为三相abc坐标系下实现复数j的计算图，利用状态变量xb和xc进行相减，其等效为状态变量xa的幅值增加倍且相位平移90°。

利用该特性，变量xa、xb、xc的关系可用下式表示：

结合式(11)，建立abc轴之间的耦合来实现复数j，使得三相abc坐标系qpci控制结构图从图6转换成图7所示的结构图。

图8为三相abc坐标系qpci控制结构图iii；

由于三相系统中的三相变量可以用两个变量进行表示的特点，即：yc＝-ya-yb。因此可以在三相abc静止坐标系也采用两个qpci控制器实现对三相系统的控制，即实现了本发明的控制。

本发明中，对于三相abc坐标系qpci控制的实现过程，首先根据图8的两相静止坐标系qpci控制结构图，推导出qpci控制器在静止坐标系abc下的数学模型，再结合三相系统特点，构建出三相abc坐标系下qpci控制实现结构图。

对比图5中的两相静止坐标系采用两个qpci控制和图6中的abc坐标系采用3个qpci控制器，结合三相系统中的三相变量可以用两个变量进行表示的特点，因此可以在三相abc静止坐标系也采用两个qpci控制器实现对三相系统的控制，控制结构图如图7所示。

综上所述，qpci控制即可以在两相αβ坐标系下实现，也可以在三相abc坐标系下实现。三相abc坐标系qpci控制与两相αβ坐标系qpci控制相比，简化了控制结构，省去了clarke变换及其逆变换运算。

本发明公开了一种能量传输技术领域，特别涉及一种在三相并网逆变器中使用abc坐标系准比例复数积分的控制方法，此控制方法用于优化三相并网逆变器控制系统中的控制策略。本发明提供的控制方法，通过提出准比例复数积分控制来达到化简运算的目的，相对于pci控制，其在基频附近衰减程度明显减弱，克服了pci控制在基频附近存在稳态误差的问题。该控制方法是在αβ坐标系qpci控制结构图的基础上，推导出qpci控制器在静止坐标系abc下的数学模型，再结合三相系统特点，构建出三相abc坐标系下qpci控制结构图。本发明提供的控制策略可以减少三相并网逆变器控制系统中坐标变换运算，使得控制结构简单、易于实现。

参照附图11-a至11-c，从并网电流的暂稳态值作简要分析，暂态时间越短，冲击越小，动态响应效果越好，而对于稳态的波形，主要看设定值与输出的差值，差值越小，稳态效果越好。

以上显示和描述了本发明的基本原理和主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。