一种自适应宽频带正负序分离方法与流程

本发明涉及电力系统并网控制领域，尤其涉及一种自适应宽频带正负序分离方法。

背景技术：

三相并网变流器在电力系统中得到了广泛应用，而三相并网变流器的控制需要检测电网电压同步信号，即基波电压的频率、幅值、相位等信息，利用这些电网信息，三相并网控制器才能较好地适应电力系统的电气变化，实现快速电气响应。

在电力系统中，电网电压不对称是一种常见的现象，若不加以处理，会对并网变流器的运行造成极大的干扰。为了满足三相并网变流器不对称控制策略的需要，对同步信号的检测提出了更高的要求。要求对同步信号的检测必须具备以下几个特点：在电网不对称的情况下，快速准确的提出基波正序分量；具有频率自适应性；控制策略简单。

在三相系统的同步信号检测方法中，常见的有基于dq坐标轴系变换的同步参考坐标锁相环锁相技术，在电网电压对称理想的工况下，能够较好的检测出基波正序分量，已经得到了广泛的应用。但在电网电压不对称的非理想工况下，采用srf-pll算法时，负序分量会在dq轴分量产生100hz的2倍频扰动，这不仅对正序分量的提取产生影响，还会对相位检测造成误差。为了解决这个问题，可以通过降低srf-pll反馈环路滤波器带宽的方法来抑制2倍工频扰动，但这样会极大的降低动态响应速度。也有文献利用特定频率的谐波器来消除电网电压不对称时的dq轴分量的2倍工频影响。但在频率变化时谐波器的滤波效果会受到影响，并且该方法不能检测出基波负序分量的幅值和相位。

为解决电网电压不对称对同步信号提取的影响，许多文献提出了不同的解决方案。例如，基于空间矢量滤波器的方法，在dq坐标下通过低通滤波器或平均滤波器提取基波负序分量，但滤波器的使用会使系统的动态性能受到影响。也有学者提出一种基于改进卡尔曼滤波器的方法实现基波正负序分离，但卡尔曼滤波器存在的协方差矩阵选择和测量误差问题对其应用产生较大影响。还有学者提出了一种解耦双同步参考坐标系锁相环的方法，将不对称电网电压经过双dq变换，在正负序2个同步参考坐标系下通过正负序解耦网络实现基波正负序分量的分离。该方法虽然可以有效抑制负序分量对同步信号提取的影响，但结构比较复杂，计算量大，为了保证系统稳定性，也需降低系统带宽。常规分离策略为一种基于延时信号对消的基波正负序分离提取方法，该方法是利用电网电压a-b静止坐标系分量的四分之一周期延时信号抵消电压负序分量造成的2倍工频波动分量。但该方案在频率变换的条件下仅通过数据缓存不可能精确延时。非线性单元自适应滤波器(anf)和2阶广义积分器(sogi)也被用于电压基波正负序分量的分离。此类方法是利用非线性单元提取电网电压abc静止坐标系或ab静止坐标系下的基波分量及其90°移相信号，在通过瞬时对称分量运算分离出基波正负序分量。

目前，常规正负序分离策略，或者采用滤波器延时、或者采用采样点延时实现相位滞后。采用二阶广义积分器实现序分离信号，可以实现全频带范围内相位始终正交，但是策略只能实现“点”准确正负序分离，且幅值随频率存在衰减特性，无法满足正负序精确分离的“幅值相等原则”。

根据正负序分离理论，实现正负序完全、精确分离，必须同时满足三个条件：1)系统进入稳态；2)延迟前后幅值无衰减；3)相位延迟精确。目前，通过滤波器方案(二阶广义积分、全通滤波器)等方案，均无法在宽频率范围内同时满足条件2、3。

技术实现要素：

发明目的：针对以上问题，本发明提出一种自适应宽频带正负序分离方法，解决常规正负序分离算法只具备频率“点”精确分离的弊端，实现宽带频的正负序精确分离。

技术方案：为实现本发明的目的，本发明所采用的技术方案是：一种自适应宽频带正负序分离方法，包括步骤：

(1)利用3/2变换将三相电压输入量变换至两相静止坐标系；

(2)利用同相二阶广义积分器对两相静止坐标分量进行滤波处理，得到同相位信号；

(3)利用全通滤波器进行滤波处理，得到相位延时90°的正交分量；

(4)采用相位滞后90°算法分别获取两相静止坐标系下的正负和负序分量；

(5)对正序分量进行park变换，得到同步旋转坐标系下的dq旋转坐标分量；

(6)利用软件锁相环对正序分量进行频率跟踪，获得频率信号；

(7)获得的频率信号经过fun(f)对全通滤波器进行参数修正，实现相位序分量输入信号正交化。

进一步地，所述步骤1中，所述3/2变换采用等幅值clark变换：

其中，a、b、c为三相静止坐标系，α、β为两相静止坐标系。

进一步地，所述步骤2中，采用50hz同相二阶广义积分器：

进一步地，所述步骤3中，采用50hz全通滤波器：

其中，k为锁相环输出频率自适应调节因子。

进一步地，所述步骤4中，90°延时序分离为：

其中，p为正序分量，n为负序分量。

进一步地，所述步骤5中，park变换为：

进一步地，所述步骤6中，spll为：

θ＝∫[pi(q)]dt

其中，pi为比例积分控制器。

有益效果：本发明通过引入频率负反馈，实时动态调整全通滤波器的参数，保证正负序精确分离。

附图说明

图1是本发明的自适应宽频带正负序分离方法流程图；

图2是本发明的自适应宽频带正负序分离方法bode图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明的技术方案作进一步的说明。

如图1所示，本发明所述的自适应宽频带正负序分离方法，采用“同相广义二阶积分+全通滤波器”方案实现，具体包括步骤：

(1)三相电压输入量即3相静止坐标系采集量，利用3/2坐标变换至两相静止坐标系；

3/2变换采用等幅值clark变换实现，公式如下：

其中，a、b、c为三相静止坐标系，α、β为两相静止坐标系。

(2)利用同相二阶广义积分器对两相静止坐标分量进行滤波处理，获得同相位信号；

利用“同相位广义二阶积分器”对直流/低频分量的深度衰减特性，解决常规负序电压直接前馈中含有直流分量的问题，实现直流分量的完全消除。

50hz二阶广义积分器数字滤波器如下：

(3)对经过同相二阶广义积分器的信号经过全通滤波器滤波处理，获得相位延时90°正交分量；

采用同相位二阶广义积分器串联全通滤波器进行相位滞后，具备延时分量和同相分量幅值无衰减的天然优势，满足稳态系统幅值相等原则。

50hz全通数字滤波器如下：

其中，k为根据锁相环输出频率自适应调节因子，与谐振点频率偏差成线性关系。

以上所有涉及的二阶广义积分器和全通滤滤波器为在4800hz采样频率，采用双线性变换的表达。

(4)按照相位滞后90°算法，分别获取两相静止坐标下的正负和负序分量；

90°延时序分离如下：

其中，p为正序分量，n为负序分量。

(5)对正序分量信号进行park变换获得同步旋转坐标系下的dq旋转坐标分量；

park变换如下：

(6)利用软件锁相环对正序分量进行频率跟踪；

spll如下：

θ＝∫[pi(q)]dt

其中，pi表示比例积分控制器。

(7)获得的频率信号经过fun(f)对全通滤波器进行参数修正，以适应输入信号频率特征，实现相位序分量输入信号正交化。

利用spll(三相锁相环)实现幅值和频率的解耦，并跟踪输入信号的基波频率，利用“等价无穷小”原则，自适应动态调整修订滤波器参数，实现序分离输入信号正交化。

相位补偿过程：

1)准谐振滤波器(二阶广义积分滤波器)传递函数：

其相频特性表达式为：

分析其在谐振点的频率特性，并令ω＝ω0+dω，

以上证明，谐振滤波器的相频特定在谐振点附近与-2/kw0*dw为等价无穷小。

2)一阶全通滤波器传递函数为：

其相频特性表达式为：

分析其在谐振点的频率特性，并另w＝w0+dw，

上式证明，一阶全通滤波器谐振点附近的的相频特性与-1/w0*dw为等价无穷小。

针对谐振点都在某一较小范围内的一阶全通滤波器而言，其补偿角度，与谐振频率成正比。基于此，找到实现某一频段、幅值相同、角度正交正负序分离方法的理论基础，即通过引入频率负反馈，实时动态调整全通滤波器的参数，保证正负精确分离。

综上，第三步全通滤波器中的因子k，与谐振点频率偏差成线性关系。

如图2所示，是本发明方法的bode图，从图中可知，该序分离策略在50hz点，具有相位正交、幅值相等的特性，即在该频率点可以实现正负序的精确、准确分离。当频率点不在50hz时，幅频特性显示，序分离输入分量始终满足“幅值相等原则”，但相位为满足一直正交。由幅频特性显示，在直流/低频段，可以实现直流分量的深度衰减，为实现无直流分量的负序直流电压前馈提供理论基础。

目前，电力系统中一般要求变流器设备频率使用范围为50±5hz，在小频率变换范围内，以上基础理论均成立，故通过本发明所述方法，可以实现宽频带自适应正负序精确、准确分离。