T型NNPC五电平变换器及其飞跨电容电压控制方法与流程

本公开涉及多电平变换器控制技术领域，具体涉及一种t型nnpc五电平变换器及其飞跨电容电压控制方法。

背景技术：

与两电平、三电平变换器相比，多电平变换器的综合性能得到了提高，在可再生能源转换、电机驱动、无功补偿、交通运输等工业应用领域得到了越来越多的关注。多电平转换器能够显著降低ac输出的总谐波失真(totalharmonicdistortion，thd)，降低开关损耗，降低开关管电压应力(dv/dt)，增加变换器的输入电压范围，减少整体体积和输出滤波器的体积，从而降低成本。

本公开采用的t型内嵌中点钳位(t-typenestedneutralpointclamped，t2-nnpc)五电平变换器(以下简称nnpc)相较于传统五电平拓扑变换器——飞跨电容(flyingcapacitor，fc)变换器，中点钳位(neutralpointclamped，npc)变换器，级联(cascadedh-bridge，chb)变换器等具有开关管数量少，不需要钳位二极管，承受耐压相对较低等优点，这些优点使得t型nnpc五电平变换器成本较低，效率较高，更适合高压应用。

然而，正是因为使用了较少的开关管加飞跨电容的方式实现输出电压五电平，其开关状态少且没有有效的冗余开关状态对电容电压产生影响，所以只能依靠非冗余开关状态实现飞跨电容电压平衡，这造成了其控制策略十分复杂，传统正弦载波调制(sinusoidalpulse-widthmodulation，spwm))和空间矢量调制(spacevectormodulation，svm)在全工况下不能满足对此拓扑的控制。而广泛应用于电力电子和电机驱动领域的有限集模型预测控制策略(finitecontrolsetmodelpredictivecontrol,fcs-mpc，以下简称mpc)适用于该拓扑。这种控制策略的理念就是使用代价函数来获得控制目标，并选择下一次采样周期的最优开关状态。

发明人在研发过程中发现，因为三相nnpc拓扑中每一相都使用了飞跨电容充当四分之一电平输出，且五种电平中的三种都会对飞跨电容电压产生影响，所以mpc算法中代价函数的选择要考虑飞跨电容和输出电平之间的相互影响，权重因数λ的值需要反复调试求得，这显著的增大了算法的复杂程度和不确定性。

技术实现要素：

为了克服上述现有技术的不足，本公开提供了一种t型nnpc五电平变换器及其飞跨电容电压控制方法，有效控制电容电压，使得各开关器件反向耐压均衡，提升了系统稳定性，降低了系统整体成本。

本公开一方面提供的一种t型五电平nnpc变换器的技术方案是：

一种t型五电平nnpc变换器，包括并联的三相桥臂，每相桥臂包括四个串联的igbt管，每相桥臂的输入端接电压源，每相桥臂中点的一侧串联两个方向不同的igbt管，串联的两个方向不同的igbt管的另一端分别经两个飞跨电容连接到四个串联的igbt管的上下连接处，每相桥臂中点的另一侧经滤波器与负载或电网连接；各个igbt管均与控制电路连接。

本公开另一方面提供的一种t型五电平nnpc变换器飞跨电容电压控制方法的技术方案是：

一种t型五电平nnpc变换器飞跨电容电压控制方法，该方法包括以下步骤：

建立t型nnpc五电平变换器的数学模型，采样当前时刻变换器的三相输出电流值和三相输出电压值；

分别将当前时刻变换器的三相输出电流值和三相输出电压值进行αβ坐标变换，采用拉格朗日外推法计算下一时刻的所需矢量；

将得到的所需矢量与多个零共模矢量位置进行比较，选取最优矢量；

将得到的最优矢量转换为最优开关状态，选择相近电平的开关状态控制飞跨电容电压。

本公开另一方面提供的一种t型五电平nnpc变换器飞跨电容电压控制系统的技术方案是：

一种t型五电平nnpc变换器飞跨电容电压控制系统，该系统包括：

模型计算模块，用于建立权利要求1所述的t型nnpc五电平变换器的数学模型，采样当前时刻变换器的三相输出电流值和三相输出电压值；分别将当前时刻变换器的三相输出电流值和三相输出电压值进行αβ坐标变换，采用拉格朗日外推法计算下一时刻的所需矢量；

最优矢量选取模块，用于将得到的所需矢量与零共模矢量位置进行比较，选取最优矢量；

矢量重组模块，用于将得到的最优矢量转换为最优开关状态，选择相近电平的开关状态控制飞跨电容电压。

本公开另一方面提供的一种计算机可读存储介质的技术方案是：

一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，程序被处理器执行时实现如下步骤：

建立t型nnpc五电平变换器的数学模型，采样当前时刻变换器的三相输出电流值和三相输出电压值；

分别将当前时刻变换器的三相输出电流值和三相输出电压值进行αβ坐标变换，采用拉格朗日外推法计算下一时刻的所需矢量；

将得到的所需矢量与多个零共模矢量位置进行比较，选取最优矢量；

将得到的最优矢量转换为最优开关状态，选择相近电平的开关状态控制飞跨电容电压。

本公开另一方面提供的一种处理装置的技术方案是：

一种处理装置，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述程序时实现如下步骤：

建立t型nnpc五电平变换器的数学模型，采样当前时刻变换器的三相输出电流值和三相输出电压值；

分别将当前时刻变换器的三相输出电流值和三相输出电压值进行αβ坐标变换，采用拉格朗日外推法计算下一时刻的所需矢量；

将得到的所需矢量与多个零共模矢量位置进行比较，选取最优矢量；

将得到的最优矢量转换为最优开关状态，选择相近电平的开关状态控制飞跨电容电压。

通过上述技术方案，本公开的有益效果是：

(1)本公开有效控制电容电压，使得各开关器件反向耐压均衡，提升了系统稳定性，降低了系统整体成本；

(2)本公开可以减小飞跨电容设计容量，节约t型nnpc五电平变换器成本；

(3)本公开通过重组开关状态控制飞跨电容电压，摒弃了传统mpc代价函数中的不定权重因子选择，不仅简化了算法，而且通用性和适用性更强；

(4)本公开简化控制方法，减小了数据计算量，可以使用较低规格dsp芯片以节约t型nnpc五电平变换器成本，并使得系统响应更快更稳定；

(5)本公开通过使用低共模电压矢量使得输出共模电压大大降低，提高了系统ems、emi能力，减小了共模漏电流，提升了设备安全性。

附图说明

构成本公开的一部分的说明书附图用来提供对本公开的进一步理解，本公开的示意性实施例及其说明用于解释本申请，并不构成对本公开的不当限定。

图1为实施例一t型nnpc五电平变换器的结构图；

图2为传统五电平空间矢量图；

图3为实施例二采用的矢量图中的零共模矢量位置示意图；

图4为电容电压波动图；

图5(a)和图5(b)分别为采用低共模矢量和采用传统61个全矢量控制方式的共模电压；

图6(a)和图6(b)分别为采用低共模矢量和采用传统61个全矢量控制方式的输出电流thd

图7为实施例二t型nnpc五电平变换器飞跨电容电压控制方法的流程图。

具体实施方式

下面结合附图与实施例对本公开作进一步说明。

应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本公开提供进一步的说明。除非另有指明，本公开使用的所有技术和科学术语具有与本公开所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。

需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。

名词解释：

(1)nnpc，nestedneutralpointclamped，内嵌中点钳位。

(2)mpc，finitecontrolsetmodelpredictivecontrol，有限集模型预测控制策略。

实施例一

本实施例提供一种t型五电平nnpc变换器，请参阅附图1，所述t型五电平nnpc变换器包括并联的三相桥臂，每相桥臂包括四个串联的igbt管sa1、sa2、sa3、sa4，每相桥臂中点的一侧与串联的两个方向不同的igbt管sa5、sa6的一端连接，串联的两个方向不同的igbt管sa5、sa6的另一端分别与两个飞跨电容ca1、ca2连接，飞跨电容ca1的另一端连接到四个串联的igbt管的上连接处，飞跨电容ca2的另一端连接到四个串联的igbt管的下连接处，飞跨电容电压应维持在vdc/4，每相桥臂中点的另一侧经滤波器与负载或电网连接；在并联的各个桥臂输入端接入电压源；各个igbt管均由控制电路驱动。

在本实施例中，所述滤波器为单l滤波电路。

所述控制电路包括保护电路、驱动电路、采样调理电路和dsp模块，所述采样调理电路连接dsp模块，用于采集输入电压源的直流电压、直流电流、飞跨电容电压以及滤波器输出的三相电压值大小；dsp模块与保护电路双向通信连接，所述dsp模块连接驱动电路，驱动电路输出pwm信号驱动每相桥臂中igbt管的开通与关断。

在本实施例中，所述采样调理电路包括霍尔传感器、信号调理电路和ad转换器，信号调理电路将霍尔传感器测得的输入电压源的直流电压、直流电流、飞跨电容电压以及滤波器输出的三相电压信号进行调理，得到模拟信号，并传输至ad转换器；ad转换器的采样与转换由dsp进行控制，将调理好的模拟信号转换为数字信号，并输出至dsp。数字信号的处理以及模型预测、pwm产生均由dsp实现，最终生成的pwm信号送给驱动电路去控制igbt管的开通与关断。

实施例二

本实施例提供一种t型nnpc五电平变换器飞跨电容电压控制方法。图2为传统五电平空间矢量图，包括61个矢量位置和125个电平组合，本实施例是基于精简矢量mpc方法实现对t型五电平nnpc变换器飞跨电容电压的控制。

请参阅附图7，该方法包括以下步骤：

s101，建立t型nnpc五电平变换器的数学模型，采样当前时刻变换器的三相输出电流值和三相输出电压值。

本实施例建立的t型nnpc五电平变换器的数学模型拓扑结构图1所示。

具体地，采样得到的当前k时刻变换器的三相输出电流值为：

ia＝sinωt

ib＝sin(ωt-120°)

ic＝sin(ωt-240°)

假设电压电流同相位，采样得到的当前k时刻变换器的三相输出电压值为：

ua＝sinωt

ub＝sin(ωt-120°)

uc＝sin(ωt-240°)。

s102，将采样得到的当前时刻变换器的三相输出电流值和三相输出电压值进行克拉克变换(clarke变换)，采用拉格朗日外推法计算下一时刻的电流值，经过离散化处理后，得到下一时刻的所需矢量。

具体地，得到k时刻变换器的三相输出电流值后，将k时刻采样到的输出电流值经αβ坐标变换后转化为两相信号，采用拉格朗日外推法计算k+1时刻的电流值，将计算得到的电流值与电路中元件参数和采样时间进行数学运算离散化处理后，最终求得k+1时刻在αβ坐标系中的所需矢量。

得到k时刻变换器的三相输出电压值后，将k时刻采样到的输出电压值经αβ坐标变换后转化为两相信号，采用拉格朗日外推法计算k+1时刻的电压值，将计算得到的电压值与电路中元件参数和采样时间进行数学运算离散化处理后，最终求得k+1时刻在αβ坐标系中的所需矢量。

本实施例经过坐标变换和插值外推预测的方法计算得到的电压电流值与电路中元件参数(例如电感电阻)和采样时间进行数学运算离散化后，最终求得k+1时刻在αβ坐标系中的所需矢量。

s103，选取最优矢量。

具体地，将步骤102得到的下一时刻在αβ坐标系中的的所需矢量与五电平矢量图中的零共模矢量位置进行比较，选出最小误差矢量，将其作为最优矢量。

将计算所得的所需矢量与图2中αβ坐标系下的61个矢量位置相比较，选出与五电平拓扑固定的61个矢量位置中最近的矢量，即求得最优矢量。

由图2中的矢量位置图可以看出，在61个矢量位置上，从正六边形由最外一层开始每向里一层冗余的开关矢量便增加一种，直至中心层零矢量，同一矢量位置的不同电平组合数量多达5种。而对于相同矢量位置的不同开关状态，传统的算法是对比前后两次不同电平组合的开关切换最小次数来选取下一时刻的开关状态，这样虽能够将开关损耗最小化，但同时也使得算法更加复杂。

s103，矢量重组。

具体地，将得到的最优矢量转换为最优开关状态，选择临近电平状态控制飞跨电容电压。

t型五电平nnpc开关工作状态及输出电平如表1所示。由表1可以看出，在输出的五个电平中只有中间2电平有一个冗余的开关状态，但这两个开关状态对两个电容的作用是同时存在的，即两个电容要放都放要充都充，不能单独控制，于是对于这一电平的选择本实施例遵循它对电容控制的原则，即通过判断两个电容相加之和大于或小于udc/2来选择使用2a或2b状态。

表1.t型五电平nnpc开关工作状态及输出电平

对于0电平由于它直接与输出直流负端相连，故其输出对电容电压没有任何影响，1电平输出电压为vdc/4，因为电容参与了输出过程，故电流的正负对电容电压直接影响。综合这两个电平的特点，当前级计算出来的开关状态为0时，测量飞跃电容cx2的电容电压和输出电流，如果此时选择1电平对电容电压维持在vdc/4有益时，可以将0电平强制切换成1电平，本实施例将其称之为补偿，如果无益则仍然保持0电平，同理当前级计算出来的开关状态电平为1时，测量电容电压和输出电流，如果对电容电压维持在vdc/4无益时，将强制切换1电平为0电平，以减少对电容电压的影响，本实施例将这个过程称之为止损，如果对电容电压有益则维持1电平。以上对于3、4电平的选择同样适用。图4显示了飞跨电容电压波动值，从图中可以看到，电容电压在预设值udc/4＝100v±5％浮动。

本实施例将求得的矢量再转化为所有的开关状态，在所有的开关状态中考虑其对飞跨电容电压的影响适当修改相近的开关状态，从而做到补偿电容电压的效果。

本实施例计算出来的开关状态虽小幅度偏离了最优矢量，但通过平衡电容电压，将使得整个算法前期建立的数学模型更加精确，更加有益于模型计算的精确度。采用低共模矢量和采用传统61个全矢量控制方式的共模电压如图5(a)、5(b)，5(a)中，低共模电压输出，共模电压最高仅为±udc/12；5(b)中，采用全矢量的共模电压输出，输出共模电压最高值为±udc/2；通过仿真实验测得其输出电流thd如图6(a)、6(b)所示。

共模电压与共模电流的产生影响了变换器输出电能质量，通过分析共模电压产生机理，计算125个不同电压组合的共模电压，发现了这125个开关状态组合中共有19个零共模电压矢量，36个±udc/12共模电压矢量，30个±udc/6共模电压矢量，20个±udc/4共模电压矢量，12个±udc/3共模电压矢量，6个±5udc/12共模电压矢量，2个±udc/2共模电压矢量。通过进一步对比发现19个零共模矢量均匀分布在五电平空间矢量图正六边型内，如图3所示，如果只选取这19个零共模矢量对五电平nnpc变换器进行控制，理论上将使输出共模电压降低至零，但由于本实施例采用的拓扑固有飞跨电容难平衡的缺点，而修改开关状态会直接导致重组得到的矢量非原计划矢量，即超出了这19个零共模矢量范围，造成非零共模电压矢量。为了解决这一问题，通过逐一计算了19个零共模矢量经过修改后可能形成的重组矢量组合，通过进一步研究发现，这19个矢量的重组矢量大部分为±udc/12共模电压矢量，而其中不能重组为±udc/12共模电压矢量的六个矢量也均匀的分布在正六边形由外向里数的第二层六个顶点上，即411、330、141、033、114、303，鉴于此，本实施例将前级计算得到这六个矢量时不进行修改重组，而只采用其余零共模重组以控制飞跨电容电压，当采用这种算法时，不仅输出共模电压最高仅为±udc/12，而且由于仅采用了19个零共模电压作为固定矢量合成，其计算过程相较于传统mpc需要的61次甚至更多的计算量来说计算量减少了70％以上。

本实施例在改善了输出电能质量同时简化了算法计算量，与此同时虽然会带来输出电流thd增大的负增益，但通过相同工况参数下的比较，其输出电流thd仅相差不到1％，如图4所示。

本实施例三

本实施例提供一种t型五电平nnpc变换器飞跨电容电压控制系统，该系统包括：

模型计算模块，用于建立权利要求1所述的t型nnpc五电平变换器的数学模型，采样当前时刻变换器的三相输出电流值和三相输出电压值；分别将当前时刻变换器的三相输出电流值和三相输出电压值进行αβ坐标变换，采用拉格朗日外推法计算下一时刻的所需矢量；

最优矢量选取模块，用于将得到的所需矢量与零共模矢量位置进行比较，选取最优矢量；

矢量重组模块，用于将得到的最优矢量转换为最优开关状态，选择相近电平的开关状态控制飞跨电容电压。

本实施例四

本实施例提供一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，程序被处理器执行时实现如下步骤：

建立t型nnpc五电平变换器的数学模型，采样当前时刻变换器的三相输出电流值和三相输出电压值；

分别将当前时刻变换器的三相输出电流值和三相输出电压值进行αβ坐标变换，采用拉格朗日外推法计算下一时刻的所需矢量；

将得到的所需矢量与多个零共模矢量位置进行比较，选取最优矢量；

将得到的最优矢量转换为最优开关状态，选择相近电平的开关状态控制飞跨电容电压。

本实施例五

本实施例提供一种处理装置，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述程序时实现如下步骤：

建立t型nnpc五电平变换器的数学模型，采样当前时刻变换器的三相输出电流值和三相输出电压值；

分别将当前时刻变换器的三相输出电流值和三相输出电压值进行αβ坐标变换，采用拉格朗日外推法计算下一时刻的所需矢量；

将得到的所需矢量与多个零共模矢量位置进行比较，选取最优矢量；

将得到的最优矢量转换为最优开关状态，选择相近电平的开关状态控制飞跨电容电压。

上述虽然结合附图对本公开的具体实施方式进行了描述，但并非对本公开保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本公开的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本公开的保护范围以内。