一种适用于混合微电网的电力电子变压器及其协调控制和模式切换方法与流程

本发明电力电子技术领域，具体涉及一种适用于混合微电网的电力电子变压器及其协调控制和模式切换方法。

背景技术：

与传统发电技术相比，分布式电源具有污染少，维护方便，输电成本低等优点。然而，大量的不可控分布式电源接入会给电网带来冲击，降低电网的电能质量，为了尽可能的接入分布式电源，协调其与大电网的交互运行，可以将分布式电源、储能装置、能量变换装置、相关负荷和监控、保护装置汇集而成的小型发配电系统，即微电网。

由于分布式电源接入交流微电网需要多级能量变换装置，而直流微电网由于不存在频率，无需频率控制和相位跟踪，可节省大量的电力电子换流环节，显著提高了可靠性和可控性，所以，同时具有交流特性和直流特性的交直流混合微电网被认为是一种极具发展前景的供电形式。

在混合微电网中，与配电网相连的公共连接点是配电网、交流微网和直流微网三者之间能量流动的中转站，公共连接点处的能量协调管理至关重要，而实现功率的准确协调，需要一台可靠的“能量路由器”。电力电子变压器由电力电子变换电路与高频变压器组成，具有变压、隔离和能量传输功能，可以作为“能量路由器”将交流微电网、直流微电网和大电网有机的连接起来，实现对公共连接点处的能量协调管理。

但是现有的混合微电网交直流接口逆变器控制技术均为简单的混合下垂技术，仅仅以直流电压和交流频率的标幺值为下垂变量，并未考虑电网的容量大小以及负荷波动导致的接口逆变器功率频繁波动问题。在混合微电网的模式切换中，也仅仅只考虑了模式切换后的稳态控制，模式切换过程中的暂态过程，如负荷和电源的投切对微电网造成的冲击，并没有进行深入研究。

技术实现要素：

发明目的：为了克服现有技术中存在的不足，提供一种用于混合微电网的电力电子变压器及其协调控制和模式切换方法，其实现了混合微电网多模式灵活运行，解决了混合微电网离网时交直流微电网功率不平衡问题和运行模式切换时电能质量恶化问题。

技术方案：为实现上述目的，本发明提供一种适用于混合微电网的电力电子变压器，包括输入级、隔离变换级和输出级，所述输入级包括至少一个h桥级联变换器，所述隔离变换级包括至少一个双有源桥变换器，所述输出级包括三相电压源逆变器，所述电力电子变压器包括高压交流输入端口、低压直流输出端口和低压交流输出端口，所述高压交流输入端口连接着h桥级联变换器的交流侧，每个双有源桥变换器的高压侧接入所述h桥级联变换器的直流电容，其低压侧并联接到低压直流输出端口，所述三相电压源逆变器的直流侧连接着低压直流输出端口，其交流侧连接着低压交流输出端口，所述低压直流输出端口连接着混合微电网系统的低压直流电网，所述低压交流输出端口连接着混合微电网系统的低压交流电网，所述高压交流输入端口连接着配电网。

进一步的，所述三相电压源逆变器的交流侧通过lc滤波器连接着低压交流输出端口。

进一步的，所述低压直流电网通过直流侧断路器连接着电力电子变压器的低压直流输出端口，所述低压交流电网通过交流侧断路器连接着电力电子变压器的低压交流输出端口。

进一步的，所述高压交流输入端口通过pcc开关连接配电网。

进一步的，所述h桥级联变换器和双有源桥变换器均采用级联模式，且所述h桥级联变换器和双有源桥变换器的数量相同。

一种适用于混合微电网的电力电子变压器的协调控制和模式切换方法，其具体过程如下：

当电力电子变压器运行于并网模式时，h桥级联变换器和双有源桥变换器运行于稳压模式，其中双有源桥变换器采用基于负反馈的电压恒定单移相控制，根据低压直流输出端口电压来调节移相角改变双有源桥变换器的输出功率，从而维持低压直流输出端口电压恒定；三相电压源逆变器运行于基于前馈解耦的恒压恒频模式，根据低压交流输出端口电压来调节三相电压源逆变器输出的直轴电流和交轴电流，从而改变三相电压源逆变器的输出功率，维持低压交流输出端口电压的幅值和频率恒定；

当电力电子变压器运行于离网模式时，h桥级联变换器和双有源桥变换器均停止运行，三相电压源逆变器的直流端口会检测直流电压，交流端口会检测交流频率；若直流电压高于额定值且交流频率低于额定值，三相电压源逆变器将运行于逆变模式；若直流电压低于额定值且交流频率高于额定值，三相电压源逆变器将运行于整流模式；在离网模式下，三相电压源逆变器将功率从负荷较轻的子微网传输到负荷较重的子微网，从而实现交直流功率支撑；

当电力电子变压器运行于解列模式时，电力电子变压器通过控制双有源桥变换器的移相角和三相电压源逆变器输出的直轴电流和交轴电流，使得双有源桥变换器和三相电压源逆变器的输出功率逐渐减少，当输出功率减少到允许范围时切出电力电子变压器，从而实现模式运行的平滑切换。

进一步的，电力电子变压器在不同的运行模式间切换时，内部控制逻辑可以通过切换功能外环完成，切换过程暂态冲击较小。

进一步的，三相电压源逆变器有整流，停机，逆变三种工作模式，且在任意一种工作模式下，负荷的高频波动都不会剧烈影响所述三相电压源逆变器的功率输出。

进一步的，当三端口高压大功率电力电子变压器运行于离网模式时，各子微网优先保证本网的功率平衡，且子网通过电力电子变压器输出的功率与子网的负荷大小相关，根据混合微电网交直流子网的功率平衡情况，三相电压源逆变器有整流，停机，逆变三种工作模式，且在任意一种工作模式下，负荷的高频波动都不会剧烈影响所述三相电压源逆变器的功率输出。

本发明的协调控制和模式切换方法可以总结为：在配电网正常时，控制三端口高压大功率电力电子变压器运行于并网模式，为低压交流电网和低压直流电网提供电压支撑；在配电网异常时，控制所述三端口高压大功率电力电子变压器运行于离网模式，为低压交流微网和低压直流微网提供功率传输服务；在三端口高压大功率电力电子变压器需要停机时，控制其平滑切除混合微电网。

有益效果：本发明与现有技术相比，将电力电子变压器作为混合微电网的与公共电网的“能力中转站”，实现了混合微电网多模式灵活运行，并且解决了混合微电网离网时交直流微电网功率不平衡问题和运行模式切换时电能质量恶化问题，提升了使用效果。

附图说明

图1为本发明实施例混合微电网系统结构图；

图2为本发明实施例电力电子变压器主电路拓扑结构图；

图3为本发明实施例离网运行时三相电压源逆变器控制结构；

图4为本发明实施例离网运行时三相电压源逆变器双闭环稳压控制结构；

图5为本发明实施例vsi离线模式仿真结果；

图6为本发明实施例dab模式切换控制结构；

图7为本发明实施例dab模式切换仿真结果；

图8为本发明实施例vsi模式切换控制结构；

图9为本发明实施例vsi模式切换仿真结果。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例，进一步阐明本发明。

本实施例中将电力电子变压器作用于混合微电网，如图1所示，混合微电网系统包括低压交流电网、低压直流电网、三端口高压大功率电力电子变压器、交流侧断路器(qf1)、直流侧断路器(qf2)，电力电子变压器包括输入级、隔离变换级和输出级，输入级包括多个h桥级联变换器(hm)，隔离变换级包括多个双有源桥变换器(dab)，输出级包括三相电压源pwm逆变器(vsi)，设定流过公共连接点(pointofcommoncoupling，pcc)，qf1和qf2的功率分别为phv，pac和pdc，以注入pet方向(图中箭头所示方向)为正。在不考虑pet功率损耗的情况下，有：

phv+pac+pdc＝0#(1)

在混合微电网中，电动汽车充电桩等典型直流负荷接入直流母线上；分布式光伏和风机由于受到自然条件的限制，需要根据自身特性和运行成本，选择直流或交流接入形式；柴油发电机作为交流母线的主电源接到交流母线上；储能由于不受地理条件的限制，接入到直流母线上。

如图2所示，为三端口高压大功率电力电子变压器的拓扑结构，该拓扑结构分为三级，分别是输入级，隔离变换级和输出级，输入级的基本电路采用h桥级联变换器，为了适应电压等级，可以采用级联或多电平的方式；隔离变换级采用双有源桥变换器拓扑结构，便于实现故障隔离和能量控制，值得注意的是，若输入级的h桥级联变换器采用级联模式，则双有源桥变换器也应该采用相同数量的模块级联，前级与h桥级联变换器的输出电容相连，后级通过低压直流输出端口并联到直流母线上。输出级采用三相电压源pwm逆变器，将dab输出的低压直流逆变成交流，并且通过lc滤波器连接到交流母线上。

电力电子变压器包括高压交流输入端口、低压直流输出端口和低压交流输出端口，高压交流输入端口连接着h桥级联变换器的交流侧，每个双有源桥变换器的高压侧接入h桥级联变换器的直流电容，其低压侧并联接到低压直流输出端口，三相电压源pwm逆变器的直流侧连接着低压直流输出端口，其交流侧连接着低压交流输出端口，高压交流输入端口通过pcc开关连接配电网。

本实施例中的电力电子变压器设计了三种运行模式，分别是并网模式，离网模式和解列模式。并网模式是指pcc点闭合，pet连接到公共电网中；离网模式是指pcc点断开，但是qf1和qf2闭合，交直流母线间可以进行功率传输；解列模式是指整个pet退出运行，交直流母线间没有功率传输。根据本实施例中混合微电网系统结构，可通过pcc，qf1和qf2三个开关的通断，让混合微电网在不同的工作模式间切换，那么相应的，pet的控制策略也有所不同。在解列模式下，pet退出运行；并网模式下，公共电网作为主电源，提供混合微电网的功率差额，负责稳定混合微电网的电压和频率，此时pet作为交直流母线的主电源，hm，dab和vsi均工作于稳压模式，等效为电压源；离网模式下，pcc点断开，hm和dab退出运行，此时只有vsi连接交流母线和直流母线，负责交直流母线间的功率分配。

由于交流母线的有功功率和频率强相关，而直流母线的有功功率和电压强相关，定义剩余功率的概念如下式(2)所示，统一其参考变量的量纲：

式中，p^s为剩余功率，k^s为剩余功率标定系数，f为母线频率，fn为母线频率额定值，v为母线电压，vn为母线电压额定值。从上式可以看出，剩余功率的物理意义非常明确，其代表着母线电源的备用容量。当f＞fn时，剩余功率此时母线处于轻载状态；当f＜fn时，剩余功率此时母线处于重载状态。剩余功率不同于母线电源的备用容量，当剩余功率为0时，母线电源并没有处于极限运行状态。为了避免交直流母线间过度耦合导致的负荷波动影响范围扩大，通过设定本实施例中的vsi只会将轻载母线的剩余功率传输到重载母线上。

根据交直流母线不同的负荷情况，可以将vsi的运行状态划分为三种不同的情况：

(1)逆变模式：此时清洁能源出力较大，直流母线电压高于额定值而交流母线频率低于额定值，vsi将直流母线的剩余功率传输到交流母线上。此时vsi处于逆变模式。

(2)停机模式：随着vsi将直流母线的剩余功率传输到交流母线上，直流母线的电压会逐渐下降，而交流母线的频率会逐渐上升。当直流母线电压下降到额定值或者交流母线的频率上升到额定值时，为了保证本地负荷供电，防止故障扩大化，vsi停止工作，处于停机模式。

(3)整流模式：在夜晚或极端天气条件下，清洁能源停止出力。此时光凭储能不足以长时间维持直流母线电压，母线电压低于额定值。如果此时交流母线负荷较轻，母线频率高于额定值，则vsi会工作于整流状态，将交流母线的剩余功率传输到直流母线上。

vsi的运行状态具体如下表1所示：

表1：vsi运行状态

如图3所示，三相电压源逆变器控制结构分为有功调节、转子运动方程和双环控制pwm三部分：

为了实现vsi不同工作模式下的无缝切换，将其并离网运行模式置于同一控制结构下。为了提高vsi的动态性能，避免负荷频繁波动导致vsi出力不稳定的问题，在控制结构中引入等价于一阶低通滤波的转子运动方程。

如图4所示，双环控制pwm部分为了为了实现表1中的运行状态，定义式(3)为：

为了验证本发明效果，进行了仿真验证，如图5所示，图中横坐标为仿真时间，纵坐标依次为交流微网的频率，直流微网的电压以及vsi从直流微网向交流微网传输的功率。仿真1s时交流负荷突增，1.5s时直流负荷突增，从仿真结果可以看到，该方法能够显著提升混合微电网的稳定性。

为了提高电能质量，要求混合微电网在不同的运行模式间切换时要足够平滑，微电网的典型状态量(频率、电压、相角)发生的变化足够小。由于离网模式下dab和hm均退出运行，所以dab和hm的运行模式切换仅为稳压模式和停机模式的切换。如图6所示为dab的控制框图，当处于并网模式时，dab运行于u/f模式，当需要切换至离网模式时，切换开关s1＝δp作为pi控制器的输入，此时p^ref会以当前时刻的传输功率为初始值，逐渐下降，从而导致dab的移相角dθ缓慢减少，dab的输出端电压和传输的功率逐渐下降。此时直流母线的储能变流器检测到母线功率不足，开始增加出力，从而使得直流母线的主电源从dab切换到储能。

当混合微电网从离网模式切换到并网模式时，是交流侧和直流侧相连接。并网时先闭合pcc点，切换开关s1＝δv作为pi控制器的输入。此时dab将其直流母线电压作为输出端电压参考值，闭合直流侧断路器qf2，此时dab几乎没有输出功率。随后dab的电压参考值逐渐上升到额定值，随着dab的输出电压上升，其向直流母线传输的功率会越来越多，从而抬高直流母线电压，使其缓慢上升到额定值。此时储能变流器检测到直流母线电压上升，从而按照下垂系数缓慢减少输出功率，直流母线主电源从储能变流器切回dab，实现混合微电网离/并网切换。

为了验证效果，本实施例进行了仿真试验，如图7所示，分别为dab通过上述方法切出和dab直接切出的情况对比。图中横坐标代表仿真时间，纵坐标分别代表直流微网电压和功率，pdab为dab输出到直流微网的功率，pbat为直流微网储能输出功率，ppv为光伏输出功率。从图中可以看出，虽然所提控制策略与直接切出dab，直流微网的稳态性能一样，但是采用所提控制策略时，直流微网的电压波动更小，暂态性能明显优于直接切出dab。

本实施例中在并网状态下，vsi运行于u/f模式；在离网状态下，vsi运行于虚拟同步机的混合下垂控制，在解列模式下，vsi不工作。即vsi有三种运行模式间的四种模式切换行为，为了能够让vsi在不同的外环间无缝切换，将三个不同的运行模式融合到一个功能外环中，具体如图8所示：

当vsi处于并网状态时s1＝fref，s2＝pref/qref，此时vsi与交流母线保持着相位一致。假如此时dab切出，混合微电网转入离网模式，则s1＝f^s，由于之前vsi处于稳压模式，所以此时对于交流母线有f＝fref，所以根据式(3)有f^s＝fref，所以vsi可以由并网模式平滑切换到离网模式。类似的道理，当控制开关s2＝pdro/qdro时，vsi可以由离网状态平滑切出。

当vsi处于离网状态下，由于vsi并没有退出运行，所以当pet需要重新并网时，只需控制开关s1＝fref，则此时vsi会根据交流母线状况调整出力，平滑切换到稳压模式。

当vsi处于解列状态下，假如pet需要重新并网，则vsi需要预同步单元来同步相位。此时控制开关s1＝δθ，假如交流母线发生了负荷扰动使得交流母线频率变化，则交流母线相位与vsi出口端相位不再一致，从而δθ不为0，使得ω发生相应变化，直到vsi与交流母线的相位再次一致，此时可闭合qf1，将交流母线接入pet。完成预同步后，即可控制开关s1＝fref，此时vsi即为图4中的稳压模式，其出口频率会逐渐上升，直到最后稳定在额定频率。

为了验证效果，本实施例进行了仿真试验，如图9所示，图中横坐标为仿真时间，纵坐标分别为vsi交流端口的瞬时电压差和交流微网的频率。从图中可以看出，在所提控制策略下模式切换时冲击较小，交流微网的频率较为稳定。