一种用于抑制母线电流尖峰的大功率脉冲负载电源的制作方法

本发明涉及带脉冲负载的电源设备，具体涉及一种用于抑制母线电流尖峰的大功率脉冲负载电源。

背景技术：

脉冲负载电源输出信号一般呈宽频段、脉冲变化特性，该特性对其前级供电系统的稳定性提出了更高的要求。当供电系统为有限容量系统时，自身的调节难以及时响应脉冲负载功率的变化，从而供电系统会产生电压波动过大，影响供电系统的稳定性。

为了解决该问题现有技术中有利用电容快速充放电的特性，在前级供电系统与脉冲负载间并联一个双向变换器，变换器另一端接入储能电容；轻载时多余的功率储存在电容中，在重载时储能电容补充不足的功率，以此平衡输入和输出之间的瞬时功率差，解决供电适应性的问题。但是母线电流io在脉冲负载进行跳变时会因为电感电流方向不同且不能突变而产生与轻/重载时负载电流差值相同的电流尖峰，其会对电路的稳定性造成一定的影响。且电路的暂态调节时间过长，会造成电路稳定的时间较短，影响电路的可靠性，特别是在负载频率较高时现象更为明显。

技术实现要素：

本发明提供一种用于抑制母线电流尖峰的大功率脉冲负载电源。

本发明采用的技术方案是：一种用于抑制母线电流尖峰的大功率脉冲负载电源，包括并联于前级供电系统和脉冲负载之间的双向储能变换器；双向储能变换器包括两条结构相同的反向并联的第一电感支路和第二电感支路；第一电感支路包括依次串联的开关管s3、二极管d1和电感l1；电感l1并联相互串联的开关管s4和二极管d2；开关管s3的第一端连接到前级电压的正极，第二端连接到二极管d1的正极；开关管s4的第二端连接到电感l1的一端，第一端连接到二极管d2的负极；二极管d2的正极连接到电感l1的另一端；第二电感支路包括依次串联的开关管s5、二极管d3和电感l2；电感l2并联相互串联的开关管s6和二极管d4；开关管s5的第二端连接到前级电压的正极，第一端连接到二极管d3的负极；开关管s6的第一端连接到电感l2的一端，第二端连接到二极管d4的正极；二极管d4的负极连接到电感l2的另一端；第一电感支路和第二电感支路并联后依次串联开关管s2和电容cb后连接到前级电压的正负极；开关管s2的第二端连接到电感l1的另一端，第一端连接到电容cb的正极；串联的开关管s2和电容cb两端还并联有开关管s1；还包括用于控制开关管启闭的控制电路，控制电路用于检测并比较脉冲负载瞬时输出功率与平均输出功率，当脉冲负载输出功率小于平均输出功率则控制开关管连通第一电感支路，否则控制开关管连通第二电感支路。

进一步的，所述控制电路采集脉冲负载电流ip经放大器后得到波形，通过驱动电路驱动开关管s4和开关管s5的启闭；脉冲负载电流ip经反相器、放大器后，通过驱动电路驱动开关管s3和开关管s6的启闭；电容cb采样得到其电容电压采样值vb-sam，经谷值电压检测电路得到谷值电压vb-valley，谷值电压vb-valley与谷值电压参考值vb-valley-ref比较，得到的差值经过电压环pi电路得到电压环调制波；电压环调制波与负载电流ip经过二阶低通滤波器得到的平均电流参考值iav-ref相加，得到电流环的参考值；将电流环的参考值与前级输出电流io比较后，得到的差值经电流环pi电路得到电流环调制波；电流环调制波经过pwm脉冲调制器与锯齿波相比较，得到的波形经驱动电路驱动开关管s1的启闭，经反相器反相后经驱动电路驱动开关管s2的启闭。

本发明的有益效果是：

(1)本发明解决了现有带双向储能变换器的脉冲负载电源轻/重载时因电感电流方向不同且不能突变带来母线电流尖峰的问题，提高了双向储能变换器的响应速度；

(2)本发明中脉冲负载工作时的脉冲频率和功率可任意变化，可适应任意供电电源系统。

附图说明

图1为本发明大功率脉冲负载电源结构示意图。

图2为本发明三态双电感双向变换器结构示意图。

图3为本发明三态双电感双向变换器控制电路结构示意。

图4为本发明实施例中一个脉冲负载周期的电感电流工作波形图。

图5为本发明实施例中负载为脉冲功率输出时，负载频率为100hz时不同负载占空比脉冲电源的时域仿真波形图。

图6为本发明实施例中负载为脉冲功率输出时，负载频率为500hz时不同负载占空比脉冲电源的时域仿真波形图。

图7为本发明实施例中负载为恒定功率和脉冲功率切换时脉冲负载电源的时域仿真波形图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步说明。

如图1、图2和图3所示，一种用于抑制母线电流尖峰的大功率脉冲负载电源，包括并联于前级供电系统和脉冲负载之间的双向储能变换器；双向储能变换器包括两条结构相同的反向并联的第一电感支路和第二电感支路；第一电感支路包括依次串联的开关管s3、二极管d1和电感l1；电感l1并联相互串联的开关管s4和二极管d2；开关管s3的第一端连接到前级电压的正极，第二端连接到二极管d1的正极；开关管s4的第二端连接到电感l1的一端，第一端连接到二极管d2的负极；二极管d2的正极连接到电感l1的另一端；第二电感支路包括依次串联的开关管s5、二极管d3和电感l2；电感l2并联相互串联的开关管s6和二极管d4；开关管s5的第二端连接到前级电压的正极，第一端连接到二极管d3的负极；开关管s6的第一端连接到电感l2的一端，第二端连接到二极管d4的正极；二极管d4的负极连接到电感l2的另一端；第一电感支路和第二电感支路并联后依次串联开关管s2和电容cb后连接到前级电压的正负极；开关管s2的第二端连接到电感l1的另一端，第一端连接到电容cb的正极；串联的开关管s2和电容cb两端还并联有开关管s1；还包括用于控制开关管启闭的控制电路，控制电路用于检测并比较脉冲负载瞬时输出功率与平均输出功率，当脉冲负载输出功率小于平均输出功率则控制开关管连通第一电感支路，否则控制开关管连通第二电感支路。

如图1所示，供电电源的交流电经过电源匹配网络整流变换为直流电后向脉冲负载设备供电，通过储能电容、双向变换器及其控制电路来使整流电路的供电输入端呈现恒功率负载特性，来解决脉冲负载设备与供电电源的电源适应性问题。采用三态双电感双向变换器解决了现有带双向储能变换器(如buck/boost储能变换器)的脉冲负载电源轻/重载时因电感电流方向不同且不能突变而造成的母线电流尖峰问题。

双向变换器采用三态双电感电流支路，为了完全消除电流尖峰则需要在负载电流变化时，电感电流能够及时响应负载电流的变化。然而因为电感本身特性导致电感电流不能突变，所以需要两个电感来解决轻/重载时电感电流方向不同的问题。任意时刻，只有一个电感接入到双向变换器电路中，另一个电感通过与其并联的开关管和二极管进行续流，保持电感电流值不变。

如图2所示有两条电感电流支路，检测并比较瞬时输出功率与平均输出功率，当脉冲负载输出功率小于供电功率，选通电感l1支路即第一电感支路，此时多余供电功率通过双向变换器的电感l1为储能电容充电，电感l2工作于续流模式；当脉冲负载输出功率大于供电功率，选通电感l2支路即第二电感支路，此时储能电容cb通过双向储能变换器的电感l2补充供电功率，电感l1工作于续流模式。两条电感支路在轻/重载时分时工作，当电路工作在轻载模式时，电流经过s3、d1以及l1这条支路给电容充电。双向变换器的电感电流ivp等于电感l1电流il1，方向为正，此时电感l2工作于续流模式。当电路工作在重载模式时，电流经过l2、d3以及s5这条支路给电容放电。双向变换器的电感电流ivp等于电感l2电流il2，方向为负，此时电感l1工作于续流模式。所以ivp的波形可跟随电感l1和l2的分时工作呈现脉冲形式，能跟随负载电流ip变化而立即做出改变，目前io为ivp与ip之和，因此可完全消除母线电流io上的电流尖峰。

为了确保s3-s6关断时，电流不会经过体二极管造成电路工作不正常，每个开关管都会串联一个与体二极管方向相反的二极管。三态分别指cb充电，电感l1电流方向为正时的状态以及电感自身续流的状态。cb放电，电感l2电流方向为负时的状态以及电感自身续流的状态。

开关管s3、s5以及开关管s4、s6的驱动信号由脉冲电流ip经过驱动电路产生。谷值电压环并不需要采样完整的电容电压而是只采样电容电压的最低值vvalley，只需确保电容电压vb最低值高于前级电压vp保证电路正常工作即可。电流环路是将前级输出电流io作为控制对象，电流参考值是将负载电流经过二阶滤波电路后得到的负载电流平均值作为电流参考值。

控制电路采集脉冲负载电流ip经放大器后得到波形，作为电感l1支路、开关管s4和电感l2、开关管s5的驱动信号；脉冲负载电流ip经反相器、放大器后，作为电感l1支路、开关管s3和电感l2、开关管s6的驱动信号。电容cb采样得到其电容电压采样值vb-sam，经谷值电压检测电路得到谷值电压vb-valley，谷值电压vb-valley与谷值电压参考值vb-valley-ref比较，得到的差值经过电压环pi电路得到电压环调制波；电压环调制波与负载电流ip经过二阶低通滤波器得到的平均电流参考值iav-ref相加，得到电流环的参考值；将电流环的参考值与前级输出电流io比较后，得到的差值经电流环pi电路得到电流环调制波；电流环调制波经过pwm脉冲调制器与频率为100khz的锯齿波相比较，得到的波形经驱动电路驱动开关管s1的启闭，经反相器反相后经驱动电路驱动开关管s2的启闭。

本发明中脉冲负载周期的电感电流工作波形如图4所示，完整的一个脉冲负载周期中，分为两个阶段。在0到t1阶段时，电路工作在轻载模式下，此时开关管s3恒导通，s4恒关断。前级输出的能量一部分供给负载，一部分通过电感l1给电容充电，电感l1工作在功率变换状态。而另一条电感支路中，l2自身进行续流，电流值不变，此时s5恒关断，s6恒导通。在t1到t2阶段时，电路工作在重载模式下，此时cb与前级供电系统共同给负载供电，双向变换器中充电电流经过l2、d3以及s3这一条支路。l2工作在功率变换状态，电流流向为从电容cb至vp，开关管s5恒导通，s6恒关断。另一条电感支路中，电感l1自身进行续流，电感电流值保持恒定，开关管s3恒关断，s4恒导通。从图中可以看出，电感l1、l2在各自选通的阶段时进行充放电，参与变换器的功率变换，在其他时间内通过续流保持电流值恒定不变。ivp为选通支路中的电感电流值，ivp可以在负载切换时电流突变。io为ivp与ip之和，所以io可保持电流值稳定，不会产生电流尖峰。

图5、图6和图7为采用psim仿真软件对本发明带有三态双电感双向变换器的三端口变换器进行仿真分析。选取负载频率100hz和500hz，负载占空比为30％、50％和70％，得到的仿真结果如图5和图6所示。图5a、图5b和图5c为负载100hz，三个占空比下的电容电压vb，前级输出电流io和电感电流ivp仿真波形。图6a、图6b和图6c为负载频率500hz，三个占空比下vb、io和ivp仿真波形。从图5和图6中可以看出，当负载进行轻/重载切换时，ivp瞬时变化，电感电流的充放电斜率不再对系统造成影响，而图中io产生的尖峰仅是因为由于负载变化控制电路产生的超调量，其峰峰值均小于1a，远低于采用双向buck/boost变换器时8a的超调量。观察图中100hz负载频率下，电容电压vb的值，其纹波δvb约为10v，500hz负载频率下，δvb约为5v。图5中，io波形呈现正弦波，其原因在于电流环参考值其中一部分为经过二阶滤波后得到的负载平均电流iav正弦纹波，因此io中也含有正弦纹波。观察图6，由于负载频率变为500hz，所以正弦纹波更小，所以io的波形更为平直。

图7为带有三态双电感双向变换器的三端口变换器恒功率与脉冲状态之间切换的仿真波形。结合图2可知，在恒功率状态下，开关管s3、s6导通，s4、s6关断。电感l2自身续流，l1参与功率变换。由于电感两端电压的存在以及二极管的钳位作用，恒功率下电容电压会高于100v。三态双向变换器与传统双向buck/boost变换器的响应速度快，调节时间仅有10～100ms，且超调量更小。

本发明中为了能够更清楚的进行说明，定义连接开关管中二极管负极一端为第一端，连接二极管正极一端为第二端。

本发明采用三态双电感双向变换器解决了双向buck/boost储能变换器的脉冲负载电源轻/重载时因电感电流方向不同且不能突变而造成的母线电流尖峰问题并提高了变换器的相应速度。功率开关管s1、s2采用基于谷值电压环的单电流环自适应电流反馈控制，谷值电压环可确保电容电压vb低于所设定的谷值电压时电路能进行工作，控制简单直接且稳定性好。两条电感支路的选通开关管s3、s5和续流开关管s4和s6驱动波形呈互补形式，且与脉冲电流频率相同，可将负载电流脉冲经过比例运放后作为开关管的驱动波形，简化了控制电路的复杂性。