本发明涉及一种crm升压型pfc变换器电容效应补偿策略，属于功率变换技术领域。
背景技术：
随着电力电子装置的快速发展，大量谐波电流注入电网，电网谐波污染严重。为此，国际电工委员会相继颁布并修订了en61000-3-2、iec555-2等电流谐波标准，对不同功率等级的ac-dc变换器所需满足的电流谐波标准进行了明确规定。功率因数校正(powerfactorcorrection，pfc)技术可提高ac-dc变换器的功率因数(powerfactor，pf)，降低输入电流总谐波失真(totalharmonicsdistortion，thd)，已被广泛使用以减小电子设备对电网的谐波污染，其中有源pfc技术因其体积重量轻便、谐波抑制能力良好等优点成为pfc技术的主流。临界连续模式(criticalconductionmode，crm)升压型pfc变换器因其输入电流纹波小、控制简单等优点，已成为单相pfc变换器最常用拓扑。
功率开关器件本身存在寄生电容，且此寄生电容随着开关器件两端电压非线性变化。现存控制策略将此寄生电容等效为一常值，忽略了寄生电容的非线性，这将导致控制策略产生误差，对输入电流thd改善有限。此外，输入滤波电容的存在使得输入电流发生超前，并且由于二极管整流桥的单向导电性，输入电流在过零附近发生畸变。此畸变现象随着输入电压线频率的升高，负载的减小而恶化，这将导致输入电流thd升高，尤其在宽变频输入条件下(360～800hz)，输入电流thd升高更为明显。
技术实现要素：
本发明针对crm升压型pfc变换器功率开关器件寄生电容的非线性以及输入滤波电容引起的输入电流畸变，提出一种电容效应补偿电路和方法，通过实时计算改变导通时间以补偿电容效应带来的输入电流畸变，以改善输入电流thd。
为了达到上述目的，本发明提出的技术方案为：一种crm升压型pfc变换器电容效应补偿电路，其特征在于：包括主功率电路和控制电路；
所述主功率电路包括emi滤波器、整流桥、输入滤波电容、升压电感、开关管、续流二极管、输出电容与负载，所述开关管和续流二极管的两端分别连接有开关管寄生电容和二极管寄生电容；
所述控制电路包括输入电压差分采样电路、电感电流过零检测电路、输出电压采样电路、调制波信号产生电路、开关管关断信号产生电路和驱动信号产生电路；所述调制波信号产生电路包括数/模转换器和数字控制器，数/模转换器输入端与数字控制器连接，输出端与开关管关断信号产生电路连接；所述输入电压差分采样电路输入端与emi滤波器输入端连接，输出端与数字控制器连接；所述电感电流过零检测电路包括迟滞比较器与升压电感耦合的辅助绕组，所述迟滞比较器输入端与辅助绕组连接，输出端与驱动信号产生电路连接；所述输出电压采样电路输入端连接负载两端，输出端与数字控制器连接；所述开关管关断信号产生电路包括比较器和锯齿波产生电路，比较器两输入端分别与锯齿波产生电路输出端和数/模转换器输出端连接，输出端与驱动信号产生电路连接；所述驱动信号产生电路输出端与开关管栅源极连接。
对上述技术方案的进一步设计为：所述emi滤波器的输入端与输入电源连接，输出端与整流桥的输入端连接，整流桥的输出端与输入滤波电容两端连接，输入滤波电容一端与升压电感一端连接，升压电感另一端分别与开关管漏极和续流二极管一端连接，续流二极管另一端与负载一端连接，负载另一端分别与开关管源极和输入滤波电容另一端连接后接地，所述输出电容两端分别与负载两端连接。
所述数字控制器采用tms320f28335芯片，所述数字控制器设有第一模/数转换接口和第二模/数转换接口，第一、第二模/数转换接口分别与输出电压采样电路输出端和输入电压差分采样电路输出端连接。
所述驱动信号产生电路包括rs触发器和开关管驱动电路，所述rs触发器的r端与开关管关断信号产生电路输出端连接，s端与电感电流过零检测电路输出端连接，rs输出端与开关管驱动电路连接；所述开关管驱动电路采用单通道高速低侧栅极驱动芯片。
一种crm升压型pfc变换器电容效应补偿方法，该方法采用上述技术方案的补偿电路，包括以下步骤：
步骤一、通过数字控制器的第一、第二模/数转换接口分别采样emi滤波器前侧的输入电压信号vin以及负载两端的输出电压信号vo，得到输入电压采样值和输出电压采样值分别为vin/kin和vo/ko，其中kin为输入电压分压系数，ko为输出电压分压系数；
步骤二、将输出电压采样值与输出电压基准vref作比较得到误差信号δvo，通过电压pi环生成导通时间ton(t)的常数部分tonerror；
步骤三、构造随输入电压vin变化的等效寄生电容ceq(vin)：
ceq(vin)＝pvin+q
其中p为斜率，q为截距；
步骤四、计算所要补偿的输入滤波电容电流icom(t)：
其中，ccom为补偿的电容值，该值通过理论计算不同补偿容值下的输入电流thd，取输入电流thd最小时所对应的补偿电容值，ts为数字控制器模/数转换器的采样周期，vin[i]为当前采样周期输入电压采样值，vin[i-1]为前一采样周期的输入电压采样值；
步骤五、实时计算加入变参数补偿和输入滤波电容电流补偿的导通时间ton(t)：
步骤六、将导通时间ton(t)转换为电压vcomp：
vcomp＝kton
其中k为锯齿波信号的斜率；
vcomp通过数字控制器输出到数/模转换器产生调制波信号，调制波信号与锯齿波信号比较后实时控制开关管的导通时间。
本发明与现有技术相比具有的有益效果为：
1、本发明所提出的crm升压型pfc变换器的电容效应补偿策略能够有效改善功率开关管寄生电容的非线性及输入滤波电容电流所导致的输入电流畸变。
2、本发明所提出的电容效应补偿策略，通过实时改变导通时间以补偿功率开关器件寄生电容的非线性及输入滤波电容带来的输入电流畸变，只需在数字控制方面进行修改，无需增加额外的补偿电路。
3、本发明所提出的crm升压型pfc变换器的电容效应补偿策略，适用于对谐波要求比较高的场合，特别是宽变频360～800hz输入场合下，其通过变参数控制以及输入滤波电容电流补偿可获得较低的输入电流thd。
附图说明
图1为crm升压型pfc变换器的主功率电路；
图2为本发明crm升压型pfc变换器电容效应补偿电路的电路图；
图3本发明电容效应补偿方法的控制流程图；
图4为采用本发明电容效应补偿方法与未采用电容效应补偿方法的thd关于不同输出功率下的测量对比曲线。
上述附图中：vin—输入电压；iin—emi滤波器前侧的输入电流；|iin|—整流桥后侧的输入电流；il—电感电流；ic—输入滤波电容电流；cin—输入滤波电容；vcin—输入滤波电容两端电压；lb—升压电感；qb—开关管；coss—开关管寄生电容；db—续流二极管；cdp—续流二极管寄生电容；cout—输出电容；vo—输出电压；rl—负载电阻；kin—输入电压分压系数；ko—输出电压分压系数；vin/kin—输入电压采样值；vo/ko—输出电压采样值；vref是输出电压基准；δvo—电压误差信号；vcomp—调制波信号；vref_dc—直流电压基准；ramp—锯齿波信号；tonerror—误差导通时间；adc1、adc2—模/数转换器；dac—数/模转换器。
具体实施方式
下面结合附图以及具体实施例对本发明进行详细说明。
实施例
本发明所提出的crm升压型pfc变换器电容效应补偿策略，采用变参数控制补偿功率开关器件(开关管和续流二极管)寄生电容的非线性导致的输入电流畸变；采用输入滤波电容电流补偿方法减小输入电流畸变，实际补偿电容值通过理论计算不同补偿电容值(0～cin)下的输入电流thd，取输入电流thd最小时对应的补偿电容值。该补偿策略通过数字控制器改变导通时间来改善输入电流畸变，降低输入电流thd。
如图1和图2所示，本实施例的crm升压型pfc变换器电容效应补偿电路包括主功率电路和控制电路；
主功率电路包括emi滤波器、整流桥、输入滤波电容、升压电感、开关管、续流二极管、输出电容与负载，所述emi滤波器前侧输入端与输入电压vin连接，输入电流为iin，emi滤波器输出端与整流桥的输入端连接，整流桥后侧输入电流为|iin|，整流桥的输出端与输入滤波电容cin两端连接，输入滤波电容电流为ic，输入滤波电容两端电压为vcin；输入滤波电容cin一端与升压电感lb一端连接，升压电感lb另一端分别与开关管qb漏极和续流二极管db一端连接，续流二极管db另一端与负载rl一端连接，负载rl另一端分别与开关管qb源极和输入滤波电容cin另一端连接后接地，输出电容cout两端分别与负载rl两端连接。所述开关管qb和续流二极管db的两端分别连接有开关管寄生电容coss和二极管寄生电容cdp。
控制电路包括输入电压差分采样电路、电感电流过零检测电路、输出电压采样电路、调制波信号产生电路、开关管关断信号产生电路和驱动信号产生电路；
所述调制波信号产生电路包括数/模转换器和数字控制器，数/模转换器输入端与数字控制器连接，输出端与开关管关断信号产生电路连接；本实施例中数字控制器采用ti的tms320f28335芯片，该芯片中集成有第一模/数转换器、第二模/数转换器、中断系统和运算处理单元等；所述输入电压差分采样电路输入端与emi滤波器输入端连接，输出端与数字控制器的第二模/数转换器连接；所述电感电流过零检测电路包括迟滞比较器与升压电感耦合的辅助绕组，所述迟滞比较器输入端与辅助绕组连接，输出端与驱动信号产生电路连接；所述输出电压采样电路输入端连接负载两端，输出端与数字控制器的第一模/数转换器连接；所述开关管关断信号产生电路包括比较器和锯齿波产生电路，比较器两输入端分别与锯齿波产生电路输出端和数/模转换器输出端连接，输出端与驱动信号产生电路连接；所述驱动信号产生电路输出端与开关管栅源极连接；进入数字控制器两模/数转换器的信号通过运算处理单元的运算得到开关管导通时间，然后将导通时间转换为电压信号，电压信号作为数字控制器的输出信号输出到数/模转换器产生调制波信号。
本实施例中驱动信号产生电路包括rs触发器和开关管驱动电路，所述rs触发器的r端与开关管关断信号产生电路输出端连接，s端与电感电流过零检测电路输出端连接，rs触发器输出端与开关管驱动电路连接，开关管驱动电路与开关管连接，其中开关管驱动电路采用单通道高速低侧栅极驱动芯片。
本实施例在crm升压型pfc变换器工作范围内的任意条件下，开关管的导通时间ton(t)的运算过程都是一致的，如图3所示，其具体步骤如下：
步骤一、分别通过输入电压差分采样电路和输出电压采样电路采样emi滤波器前侧的输入电压信号vin以及负载两端的输出电压信号vo，并传输到数字控制器的模/数转换器，其采样值分别为vin/kin和vo/ko，其中kin为输入电压分压系数，ko为输出电压分压系数。
步骤二、输出电压采样值vo/ko与输出电压基准vref通过电压比较器作比较得到误差信号δvo，然后将误差信号δvo通过电压pi环生成导通时间ton(t)的常数部分tonerror，此部分用来调节输出电压以实现不同输入电压和输出功率下的恒定电压输出。
步骤三、构造随输入电压vin变化的等效寄生电容ceq(vin)：
ceq(vin)＝pvin+q(1)
其中p为斜率，q为截距。同时，ceq(vm)＝功率开关管非线性寄生电容电荷等效模型计算所得值，vm为输入电压最大值。
步骤四、计算所要补偿的输入滤波电容电流icom(t)：
其中，ccom为补偿的电容值，该值通过理论计算不同补偿容值下的输入电流thd，取输入电流thd最小时所对应的补偿电容值，ts为数字控制器模/数转换器的采样周期，vin[i]为当前采样周期输入电压采样值，vin[i-1]为前一采样周期的输入电压采样值。
步骤五、根据计算所得的补偿电容电流，实时计算加入变参数补偿和输入滤波电容电流补偿的导通时间ton(t)：
步骤六、将导通时间ton(t)转换为电压vcomp：
vcomp＝kton(4)
其中k为锯齿波信号的斜率，vcomp通过数字控制器输出到数/模转换器产生调制波信号。
步骤七、调制波信号与锯齿波产生电路产生的锯齿波信号通过比较器比较得到开关管关断信号，此开关管关断信号连接rs触发器的r端；电感电流过零检测电路通过迟滞比较器检测电感电流过零点以产生开关管开通信号，此开关管开通信号连接rs触发器的s端；通过rs触发器产生开关管驱动信号实时控制开关管的导通时间。
仿真实例
本实施例中所用电路参数为：升压电感电感值100μh，输入滤波电容电容值470nf。测试条件为：输入电压为115v交流电，输入电压线频率为360～800hz，输出电压为270v，输出最大功率为160w。本实例分别在20％、40％、60％、80％和100％负载的情况下对比加入电容效应补偿策略与未加入补偿策略时对输入电流thd进行测试。
本实施例基于数字控制器的电容效应补偿策略的控制过程按图3所示步骤进行仿真测试，其中，数字控制器模/数转换单元采样频率为120khz，输出电压基准vref取2.5v，
从对比图中可以看出，本发明所提出的电容效应补偿策略，在360hz输入、20％负载的时候，crm升压型pfc变换器输入电流的thd可以从20.19％降至8.97％；800hz输入、20％负载的时候，thd可从38.64％降至29.13％；360hz输入、100％负载的时候，thd可从3.51％降至2.04％；800hz输入、100％负载的时候，thd可从6.77％降至3.14％，显著改善了输入电流畸变的情况。
本发明的技术方案不局限于上述各实施例，凡采用等同替换方式得到的技术方案均落在本发明要求保护的范围内。