一种基于自适应电流谐波抑制的逆变器电流控制系统的制作方法

本发明属于逆变器电流控制领域，涉及一种基于自适应电流谐波抑制的逆变器电流控制系统。

背景技术：

随着化石燃料的不断开发，不可再生能源逐渐枯竭，近年来新能源发电技术引起了人们的极大兴趣。作为将可再生能源转换成交流电的电力电子换流装置，逆变器具有广泛的应用前景，如并网逆变系统、伺服系统等。对于并网逆变器系统，其入网电流应符合我国出台的《电能质量公用电网谐波标准》以及国际上的ieeestd1547-2003标准。理论上，利用pi控制器可以实现逆变器的正弦电网电流和单位功率因数。然而，传统的pi控制器难以克服功率开关的调制波纹和死区效应产生的电流谐波，因此很难保证网侧电流的质量，甚至会对电网造成严重的谐波污染。而对于伺服系统，电流谐波的存在则会引起电机的转矩波动和转速波动，甚至在运行时可能产生谐振，无法满足高性能伺服系统的控制要求。

为了减小开关纹波，获得更理想的逆变电流，需要对传统的pi控制器进行改进。其中，最为实用的方法有比例谐振控制器、重复控制器和预测电流控制器等。然而，上述控制器的控制效果高度依赖于系统模型的精度。通常情况下，对象的精确模型不容易获取。因此，在商业或工业应用中，最优的控制参数很难整定。此外，无论是电网频率还是伺服电机运行的角频率实际上都在一定范围内变化，以某一固定频率设计的控制器不能保证对频率变化的最佳性能。

技术实现要素：

为了解决现有技术中存在的问题，本发明提供一种基于自适应电流谐波抑制的逆变器电流控制系统。

本发明采用如下技术方案实现：

一种基于自适应电流谐波抑制的逆变器电流控制系统，包括：信号检测与角度跟踪模块、电流控制器模块、pwm信号输出模块、逆变器模块和滤波器模块，其中：

信号检测与角度跟踪模块的输入端连接到三相电网或三相负载，对电压、电流信号采样并经过锁相环实现角度跟踪和信号变换，输出分别传送到电流控制器模块以及pwm信号输出模块；

电流控制器模块的输出传送至pwm信号输出模块，pwm信号输出模块产生驱动信号输出至逆变器模块，实现电压调制；逆变器模块的输出端与滤波器模块相连，对调制电压进行滤波并产生相应的三相电流；滤波器模块的输出传送至三相电网或三相负载。

进一步地，电流控制器模块加入自适应谐波拟合环节对电流谐波进行拟合以及补偿。

优选地，电流控制器模块采用pi控制器与自适应谐波拟合环节并联的控制结构，通过pi控制器实现对逆变器电流的快速无静差控制，通过自适应谐波拟合环节以抑制稳态电流谐波。

优选地，电流控制器模块包括：第一加法运算环节、比例积分环节、自适应谐波拟合环节、比例环节和第二加法运算环节；第一加法运算环节的其中一个输入来自信号检测与角度跟踪模块的处理结果，另一个输入端输入电流的期望值，输出端传送至比例积分环节以及自适应谐波拟合环节的其中一个输入；自适应谐波拟合环节的另一个输入端来自信号检测与角度跟踪模块的处理结果，输出传送至第二加法运算环节其中的一个输入；比例积分环节的输出传送至第二加法运算环节其中的一个输入；比例环节的输入端来自信号检测与角度跟踪模块的处理结果，输出送至第二加法运算环节其中的一个输入；第二加法运算环节的最后一个输入来自信号检测与角度跟踪模块的处理结果,输出传送至pwm信号输出模块。

优选地，自适应谐波拟合环节基于李雅普诺夫稳定性原理设计，与pi控制器构成并联结构，自适应谐波拟合环节与pi控制器输出的控制量与常系数前馈解耦项之和作为调制量传送至pwm信号输出模块。

优选地，自适应谐波拟合环节所需的谐波的相角通过锁相环间接获取，并以谐波的相角构造相应的余弦信号组合和正弦信号组合。

优选地，电流控制器模块还包括一种简化的自适应谐波拟合环节，所述简化的自适应谐波拟合环节只需要构造余弦信号组合或正弦信号组合的其中一组。

优选地，自适应谐波拟合环节包括：储存及判断模块、余弦信号组合、正弦信号组合和加法运算环节，其中：

储存及判断模块输出端与余弦信号组合和正弦信号组合连接；

余弦信号组合包含一个或多个余弦信号模块，余弦信号组合输出传送至加法运算环节；

正弦信号组合包含一个或多个正弦信号模块，正弦信号组合输出传送至加法运算环节。

优选地，储存及判断模块对采取自适应谐波拟合环节还是简化的自适应谐波拟合环节进行设置，根据实际应用需求选择合适的余弦信号组合和正弦信号组合的序列长度，同时判断单独或同时启用余弦信号组合和正弦信号组合。

优选地，通过霍尔式电压电流传感器对电压、电流信号采样。

本发明相对现有技术具有以下优点和效果：

(1)本发明在传统的pi控制基础上加入自适应电流谐波拟合环节，将pi控制器和自适应谐波拟合环节相结合，对电流谐波进行拟合以及补偿，能够有效地抑制逆变器系统中的电流谐波含量，提高逆变电流的正弦度。该系统具有参数容易整定、设计不依赖于模型和稳定性强的优点，能够简单有效地应用到实际工业现场，如并网逆变、变频调速等。

(2)自适应电流谐波拟合环节采用一系列的正弦、余弦信号组合，对实际逆变器中存在的谐波进行拟合，实现对谐波信号的实时估计和补偿；正弦、余弦信号组合的幅值信息能够自适应获取，角度信号能够通过锁相环与电流信号保持一致。因此，本发明的自适应电流谐波拟合环节是一种稳定性强、拟合精度高的电流环谐波拟合装置，具有很好的频率适应能力，特别适合用于工况下电流频率频繁变化的工业场合，如并网逆变、变频调速等。

附图说明

图1为本发明一个实施例中加入自适应谐波拟合环节的逆变器电流控制系统结构框图；

图2为图1中电流控制器模块的结构框图；

图3为图1中自适应谐波拟合环节的结构框图；

图4为本发明一个实施例中未加入/加入自适应谐波拟合环节的逆变器静态电流比较图；其中：4(a)为采用传统的pi控制器的逆变器静态电流图；4(b)为加入自适应谐波拟合环节的逆变器静态电流图；4(c)为加入简化的自适应谐波拟合环节的逆变器静态电流图；

图5为图4中静态电流的频谱分析图；其中：5(a)为采用传统的pi控制器的逆变器静态电流的频谱分析图；5(b)为加入自适应谐波拟合环节的逆变器静态电流的频谱分析图；5(c)为加入简化的自适应谐波拟合环节的逆变器静态电流的频谱分析图；

图6为图4中自适应谐波拟合环节的谐波幅值拟合曲线；其中：6(a)为d轴谐波拟合分量；6(b)为q轴谐波拟合分量；

图7为图4中简化后自适应谐波拟合环节的谐波幅值拟合曲线；其中：7(a)为d轴谐波拟合分量；7(b)为q轴谐波拟合分量。

具体实施方式

下面通过具体实施方式对本发明作进一步详细地描述，但本发明的实施方式并不限于此。

本发明基于自适应电流谐波抑制的逆变器电流控制系统的原理包括：

传统的逆变器电流控制方法其设计依赖于模型精度，其性能更是受频率变化影响，不能保证最佳控制性能。本发明在前馈解耦的基础上，采用pi控制器与自适应谐波拟合环节并联的控制结构，通过pi控制器实现逆变器电流的快速无静差控制，进一步利用自适应谐波拟合环节以抑制稳态电流谐波，从整体上提高逆变器的控制效果。

自适应谐波拟合环节所需的谐波的相角通过锁相环间接获取，并以谐波的相角构造相应的余弦信号组合和正弦信号组合，对实际系统中存在的谐波进行拟合以及补偿，而谐波幅值估计值则根据电流的跟踪误差进行实时修正。该自适应谐波拟合环节的设计不依赖于被控对象的数学模型，参数容易整定并且能适用于不同的工作频率。

对自适应谐波拟合环节进行简化，只需要构造余弦信号组合或正弦信号组合的其中一组，运算量只有原来的一半。虽然简化的自适应谐波拟合环节拟合精度有所降低，但是运算量大幅度减小。因此，简化的自适应谐波拟合环节适用于精度要求较低、所采用的芯片运算能力较差的工业场合。

是否对自适应谐波拟合环节进行简化由储存及判断模块设置，储存及判断模块根据实际应用需求选择合适的余弦信号组合和正弦信号组合的序列长度，同时判断单独或同时启用余弦信号组合和正弦信号组合，以达到控制效果和实际运算量的均衡。

自适应电流谐波抑制应用于三相并网逆变器系统的电流环，用于减小开关纹波，获得更理想的逆变电流。在三相并网逆变器系统的实际运行过程中，存在空间矢量脉宽调制(svpwm)产生的调制纹波以及死区效应的影响，其产生的电压偏差将引入到电流控制回路当中，使得并网逆变器系统常用的pi控制器难以完全应对，最终导致并网电流的谐波含量增加，对电网造成严重的谐波污染。为了抑制电流谐波影响，可以加入本发明的自适应谐波拟合环节，设计并网逆变器系统的电流环控制器。

本实施例中，采用加入自适应谐波拟合环节的电流控制器模块对电流谐波进行拟合以及补偿，能够有效地抑制逆变器系统中电流的谐波含量，使得逆变电流的正弦度得到提高。其中，自适应谐波拟合环节基于李雅普诺夫稳定性原理设计，与pi控制器构成并联结构，二者输出的控制量与常系数前馈解耦项之和作为调制量传送至pwm信号输出模块，实现对逆变器电压的调制。

下面结合附图对本发明作进一步详细地说明。

一种基于自适应电流谐波抑制的逆变器电流控制系统，在一个实施例中，如图1所示包括：信号检测与角度跟踪模块、电流控制器模块、pwm(脉冲宽度调制)信号输出模块、逆变器模块、滤波器模块。

信号检测与角度跟踪模块的输入端连接到三相电网，通过霍尔式电压电流传感器对电压、电流信号采样并经过锁相环(pll)实现角度跟踪和信号变换，得到相应的电压、电流信息(ud、uq、id、iq)和角度信息(θ)，输出分别传送到电流控制器模块以及pwm信号输出模块。

电流控制器模块的输出传送至pwm信号输出模块，pwm信号输出模块产生6路pwm驱动信号输出至逆变器模块的6个igbt开关管，实现电压调制。

逆变器模块的输出端与滤波器模块相连，对调制电压进行滤波并产生相应的并网电流；滤波器模块的输出传送至三相电网。

本实施例中，电流控制器模块如图2所示，包括：第一加法运算环节、比例积分环节、自适应谐波拟合环节、比例环节和第二加法运算环节；第一加法运算环节的其中一个输入来自信号检测与角度跟踪模块的处理结果(电流信息)id，另一个输入端输入电流的期望值输出信号ed传送至比例积分环节以及自适应谐波拟合环节的其中一个输入；自适应谐波拟合环节的另一个输入端来自信号检测与角度跟踪模块的处理结果(角度信息)θ，输出传送至第二加法运算环节其中的一个输入；比例积分环节的输出传送至第二加法运算环节其中的一个输入；比例环节的输入端来自信号检测与角度跟踪模块的处理结果(电流信息)iq，输出送至第二加法运算环节其中的一个输入；信号检测与角度跟踪模块的处理结果iq经过比例环节ωl(ω为电网的角频率)，输出送至第二加法运算环节其中的一个输入；第二加法运算环节的最后一个输入来自信号检测与角度跟踪模块的处理结果(电压信息)ud,输出传送至pwm信号输出模块。

本实施例中，自适应谐波拟合环节如图3所示，包括：储存及判断模块、余弦信号组合、正弦信号组合和加法运算环节。储存及判断模块的作用在于根据实际应用需求选择合适的序列长度n，同时判断单独或同时启用余弦信号组合和正弦信号组合(即判断使用自适应电流谐波抑制环节还是其简化的自适应电流谐波抑制环节)，输出端与余弦信号组合和正弦信号组合连接。余弦信号组合、正弦信号组合各自包含n/3个余弦、正弦信号模块，其幅值能够自适应而其相角设置依据自信号检测与角度跟踪模块的处理结果θ，进而产生相应的信号输出到加法运算环节。

根据对三相并网逆变器交流侧电流谐波的分析可得，在svpwm调制作用以及死区效应的影响下，电流控制回路将引入电压偏差δv，该电压偏差的存在使得输出电流产生相应的谐波分量。由于电流控制器模块的设计是在d、q轴上进行的，将电压偏差δv写成傅里叶级数形式，并通过坐标变换到d-q两相旋转坐标系中，得到其表达式为：

其中：δvd为电压偏差δv在d轴上的分量，δvq为电压偏差δv在q轴上的分量，a1为直流增益，θpwm为svpwm调制产生的相位滞后，n为谐波的次数，k为正整数，an-1为(n-1)次谐波的幅值，an+1为(n+1)次谐波的幅值，θ为谐波的相角。

当直流侧电压值、死区时间以及采样周期确定时，各次谐波分量的幅值均为常数，且随着n的增大，其幅值系数将减小。

若忽略svpwm产生的相位滞后，表达式(1)能够简化为：

解耦后三相并网逆变器的电流环被控对象可以写成如下状态空间表达式：

其中：为d轴电流的微分量，为q轴电流的微分量；id为d轴电流分量，iq为q轴电流分量；uid为d轴电流的控制率，uiq为q轴电流的控制率；r为开关损耗电阻与滤波电感的等效电阻的阻值之和；l为滤波电感值。

由于d轴和q轴电流的控制相互独立，这里仅以d轴电流为例，设计d轴电流控制率uid为pi控制器与自适应谐波拟合环节并联的形式，即：

其中：ω为自适应谐波拟合环节的输出；kp、ki分别为比例系数和积分系数；为d轴电流的期望值，根据实际情况进行设定，为整个控制系统期望输出的电流值；0为积分下限，表示0时刻；t为积分上限，表示t时刻。

自适应谐波拟合环节采用有限长度为n的三角函数序列对式(1)中的电压偏差进行拟合，所需的谐波的相角θ由锁相环(pll)获取，θ的拟合值可以表示为：

其中：

a1＝[ad3(cos)…adn(cos)]^t,a2＝[ad3(sin)…adn(sin)]^t

φ1＝[cos3θ…cosnθ]^t,φ2＝[sin3θ…sinnθ]^t

式中，adn(cos)为n次谐波在d轴上余弦分量幅值的估计值，n为拟合谐波的次数，adn(sin)为n次谐波在d轴上正弦幅值的估计值，a1为所有余弦分量估计幅值构成的列向量，a1^t为a1的转置，φ1为所有对应的余弦信号构成的列向量，a2为所有正弦分量估计幅值构成的列向量，a2^t为a2的转置，φ2为所有对应的正弦信号构成的列向量。

采用李雅普诺夫第二法保证系统大范围全局稳定，则可以得到幅值系数的自适应律为：

其中：ed为电流闭环偏差；γ1和γ2为各元素大于零的对角矩阵，其大小决定着权值系数的收敛速度；σ1和σ2为大于零的常数，其大小能调节系统的稳定性；为余弦分量估计幅值的变化率，为正弦分量估计幅值的变化率。

由于d轴和q轴电流的控制是对称的，为了简化控制器的设计，本实施例中，采用相同的控制参数。因此，q轴电流的控制率uiq可设计为：

根据上述的控制率以及自适应律来设计电流环控制器，则能够保证闭环系统的跟踪误差和拟合谐波权值均为一致有界。

进一步地，本发明供一种自适应谐波拟合环节简化方法，即根据式(2)中的电压偏差进行拟合，则自适应谐波拟合环节简化方法的控制率改为：

将式(8)与式(7)比较可以发现，同为pi控制器与自适应谐波拟合环节并联的形式，未简化有两部分(包含正弦组合和余弦组合)，简化后只有其中一组。由于该简化方法只需要使用余弦信号组合或正弦信号组合的其中一组，运算量只有原来的一半。虽然其拟合精度有所降低，但是运算量大幅度减小。因此，该简化方法适用于精度要求较低、所采用的芯片运算能力较差的工业场合。

本发明的电流控制系统结构框图如图1所示。pi控制器与自适应谐波拟合环节并联的形式结合前馈解耦项ωlid、ωliq和ud、uq，构成图1中的电流控制器模块，电流控制器模块结构框图如图2所示。自适应电流谐波抑制或其简化方法的使用由图3中的储存及判断模块决定(即自适应谐波拟合环节可以是未简化形式(4)和式(7)，或者是已简化形式(8)，具体用哪种形式由储存及判断模块决定)。由于相角θ由锁相环获取，所以通过锁相环获取角度然后给自适应谐波拟合环节使用，更新内部余弦信号组合、正弦信号组合的角度信息能够有效地适应不同的频率，确保其控制效果。此外，由于pi控制器与自适应谐波拟合环节都是根据电流跟踪误差对闭环系统输出进行修正，故电流控制器模块的设计不依赖于被控对象的数学模型，对实际工程应用具有重要意义。

本实施例中，加入自适应电流谐波抑制的逆变器电流控制系统的实际运行结果以及相应的比较曲线如图4所示，其中：电流的控制目标为15a；横坐标为时间(单位：s)；纵坐标为a相电流的大小(单位：a)。由图4可知，加入自适应电流谐波抑制的逆变器电流控制系统，其逆变电流的正弦度明显得到提高。

特别地，对图4中的逆变器静态电流进行频谱分析，其结果如图5所示，其中：基波的幅值、频率和总谐波畸变值(thd)标于图上方；横坐标为谐波的次数；纵坐标为谐波的幅值(占基波幅值的百分比)。由图5可知，加入自适应电流谐波抑制的逆变器电流控制系统，其逆变电流的谐波含量明显得到降低。

本实施例中，引入3次、6次、12次和18次谐波拟合模块，自适应谐波拟合环节的谐波幅值拟合曲线在图6、图7中给出，其中：横坐标为时间(单位：s)；纵坐标为相应谐波拟合分量的大小。由图6、7可知，本实施例中引入的自适应谐波拟合环节的稳定性好、拟合精度高。

按照上述实施例，便可以很好地实现本发明。值得说明的是，基于上述结构设计的前提下，为解决同样的技术问题，即使在本发明上做出的一些无实质性的改动或润色，所采用的技术方案的实质仍然与本发明一样，故其也应当在本发明的保护范围内。