一种非接触式电轨移动供电装置和控制稳压输出方法与流程

本申请属于沿导轨运输技术领域，尤其涉及一种非接触式电轨移动供电装置和控制稳压输出方法。

背景技术：

在现代全自动化工厂生产线上广泛使用沿导轨运输设备来运送物料，目前市场上沿导轨运输设备供电方式主要由电压为24v或48v的电池供电，由于电池存在体积大、笨重、容量小和需要及时充电的缺点，会导致沿导轨运输设备自身的体积。重量和定期维护的费用，导致全自动化工厂的生产线还远远达不到预期的生产效率。而将非接触式电轨移动供电装置应用于全自动化工厂生产线上，能够为沿导轨运输设备提供实时的电能，使得沿导轨运输设备能够实现无电池供电，并能高效率工作。同时减小沿导轨运输设备的自身重量和体积，使其小型化、效率高以及使用范围更广。

现有的无线供电系统，其发射端谐振网络部分采用lc谐振(l：电感，c：电容)，接收端整流部分采用整流二极管来实现全波整流。由于非接触式电轨移动供电装置主要是给沿导轨运输设备运动部分比如电机提供电能，传统的非接触式电轨移动供电装置的接收端的谐振网络部分存在明显的电流突变，突变电流会导致电机的内部磁场分布不均匀，导致电机工作时产生剧烈震动。并且传统的非接触式电轨移动供电装置的接收端的整流部分采用整流二极管来实现全波整流，当该装置的发射端和接收端的耦合度发生变化时，该装置的输出电压会不稳定，不稳定的输出电压会有烧坏装置后级设备的风险。

技术实现要素：

有鉴于此，本申请提供了一种非接触式电轨移动供电装置和控制稳压输出方法，通过设置的发射端lccl谐振网络和接收端lccl谐振网络，发射端采用lccl谐振的方式，能够较大程度的实现功率开关管的软开关，使得供电装置的发射端的有功功率的损耗减小，传输到接收端的无功功率增加，改善整个供电装置的传输效率；接收端采用lccl谐振的方式，使得该装置的输出电流值的变化平缓，从而使得电机等设备运转更加稳定。

本申请第一方面提供了一种非接触式电轨移动供电装置，包括：

依次连接的发射端整流滤波模块、发射端功率全桥逆变模块、发射端lccl谐振网络、接收端lccl谐振网络、接收端同步整流模块和滤波模块；

所述发射端整流滤波模块用于将交流电压整流为直流电，并发送至所述发射端功率全桥逆变模块；

所述发射端功率全桥逆变模块用于将所述直流电逆变为交流方波，并输送给所述发射端lccl谐振网络；

所述发射端lccl谐振网络用于将所述交流方波变换为高频交流正弦波，并传输到所述接收端lccl谐振网络；

所述接收端lccl谐振网络用于拾取所述高频交流正弦波，并传输至所述接收端同步整流模块；

所述接收端同步整流模块用于将所述高频交流正弦波变换为直流电输出至负载。

可选地，所述发射端整流滤波模块包括四个整流二极管和第一电容，所述四个整流二极管用于将交流电变换为馒头波，所述第一电容用于将所述馒头波变换为直流电。

可选地，所述发射端lccl谐振网络包括第一谐振电感、第一励磁电感、第二电容和第三电容；所述第一谐振电感和所述第二电容串联；所述第一励磁电感与所述第二电容、所述第三电容并联。

可选地，所述接收端lccl谐振网络包括第二谐振电感、第二励磁电感、第四电容和第五电容；所述第二谐振电感和所述第二励磁电感均与所述第四电容串联；所述第五电容与所述第二谐振电感并联。

可选地，所述接收端同步整流模块包括第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管和第四功率开关管；所述第一功率开关管和所述第二功率开关管串联；所述第三功率开关管和所述第四功率开关管串联；所述第一功率开关管和所述第三功率开关管并联。

可选地，所述滤波模块包括滤波电容，所述滤波电容与所述接收端同步整流模块的第三功率开关管并联，且并联有负载。

可选地，还包括发射端控制模块与接收端控制模块，所述发射端控制模块包括发射端微控制器主控制芯片、发射端无线通信模块；所述发射端控制模块与所述发射端功率全桥逆变模块连接，用于驱动所述发射端功率全桥逆变模块，将直流电逆变为交流方波；

所述接收端控制模块包括接收端微控制器主控制芯片、接收端谐振网络电压采样电路、电压比较选择器、光耦隔离驱动电路、接收端无线通信模块；

所述接收端微控制器主控制芯片内部包括自适应机构、相位比较器、pwm生成器；所述接收端控制模块与所述接收端同步整流模块连接，用于控制所述接收端同步整流模块实现同步整流。

可选地，所述发射端lccl谐振网络参数设计方法用于使发射线圈两端输出电压恒定，且用于实现发射端功率开关管的软开关，所述发射端lccl谐振网络的参数设计包括：

a、根据装置工作要求确定发射端lccl谐振网络谐振频率f1和f2的值，且f1＝f2；

b、根据导轨设备空间大小和场地环境确定发射线圈lm形状大小和电感量；

c、根据运输设备所需功率大小要求和发射线圈电感lm确定谐振电感lr1电感量，当需要增加功率时，减小谐振电感lr1来提高发射线圈电压值，当需要减小功率时，增加谐振电感lr1的值来减小发射线圈电压值，且lr1＝klm，(0.3＜k＜0.7)；

d、根据谐振电感lr1确定谐振电容c1的值，且

e、根据发射线圈电感lm和谐振电感lr1确定谐振电容c2的值，且

可选地，所述接收端lccl谐振网络参数设计方法用于使接收端lccl谐振网络输出电流恒定，对运输设备进行恒功率电能传输，所述接收端lccl谐振网络的参数设计包括：

a、发射端lccl谐振网络谐振频率f1和f2的值确定接收端lccl谐振网络谐振频率f3和f4，且f1＝f2＝f3＝f4；

b、根据导轨设备空间大小设计接收线圈宽度大于等于导轨宽度，且接收线圈长度由运输设备空间大小确定，规定接收线圈磁场分布范围包含在发射线圈磁场分布范围内，根据运输设备所需功率等级设计接收线圈时采用n层紧密叠加绕制方式，且n≥1，即可以确定接收线圈电感ls的电感量；

c、根据接收线圈电感ls确定谐振电感lr2的值，且lr2＝hls，(0.3＜h＜0.7)；

d、根据谐振电感lr2确定谐振电容c4的值，且

e、根据接收线圈电感ls和谐振电感lr2确定谐振电容c3的值，且

本申请第二方面提供了一种相移方式控制稳压输出方法，该方法基于第一方面的非接触式电轨移动供电装置实施，方法包括：

a、接收端无线通信模块接收发射端无线通信模块发送的发射端lccl谐振网络的pwm信号信息，经过接收端微控制器主控制芯片解码后通过相位比较器与接收端lccl谐振网络的pwm信号进行比较生成相移差值；

b、电压采样电路将得到的变换器输出电压，与基准电压进行比较，并得到电压差值；

c、自适应机构通过参数估计方法，将输入的多个电压差值数据进行在线辨识和参数计算，得到相移角变化量，将相移差值和相移角变化量输入加法器得到实际需要的相移角，最后由pwm发生器产生与发射端pwm信号相移角为α的pwm信号波形。

综上所述，本申请提供了一种非接触式电轨移动供电装置，包括：依次连接的发射端整流滤波模块、发射端功率全桥逆变模块、发射端lccl谐振网络、接收端lccl谐振网络、接收端同步整流模块和滤波模块；所述发射端整流滤波模块用于将交流电压整流为直流电，并发送至所述功率全桥模块；所述发射端功率全桥逆变模块用于将所述直流电逆变为交流方波，并输送给所述发射端lccl谐振网络；所述发射端lccl谐振网络用于将所述交流方波变换为高频交流正弦波，并传输到所述接收端lccl电路；所述接收端lccl谐振网络用于拾取所述高频交流正弦波，并传输至所述接收端同步整流模块；所述接收端同步整流模块用于将所述高频交流正弦波变换为直流电输出至负载。

本申请提供的一种非接触式电轨移动供电装置和控制稳压输出方法，本申请实施例的发射端lccl谐振网络和接收端lccl谐振网络均采用双边lccl(l：电感，c：电容)的谐振方式，接收端同步整流模块通过功率开关管来实现全波整流，将接收端lccl谐振网络发送的高频交流正弦波变换为直流电，并输出至负载。在整个装置中，谐振电路在电能传输过程中起到承上启下的作用，对于发射端lccl谐振网络的谐振网络，能够将电源所输入的电能通过lccl串并联谐振转化为所需的高频电压与电流信号，加载到发射线圈中，进而高校的将电能发射出去，发射端采用lccl谐振的方式，能够较大程度的实现功率开关管的软开关，使得供电装置的发射端的有功功率的损耗减小，传输到接收端的无功功率增加，改善整个供电装置的传输效率；接收端采用lccl谐振的方式，使得该装置的输出电流值的变化平缓，从而使得电机等设备运转更加稳定。

附图说明

图1为本申请实施例提供的一种非接触式电轨移动供电装置的电路图；

图2为本申请实施例提供的一种非接触式电轨移动供电装置的发射端lccl谐振网络和接收端lccl谐振网络的电路图；

图3为本申请实施例提供的一种非接触式电轨移动供电装置的接收端lccl谐振网络的等效电路图；

图4为本申请实施例提供的一种非接触式电轨移动供电装置的发射端lccl谐振网络的等效电路图；

图5为本申请提供的一种非接触式电轨移动供电装置的接收端lccl谐振网络的电路图；

图6为本申请提供的一种非接触式电轨移动供电装置的发射端控制模块的结构示意图；

图7为本申请提供的一种非接触式电轨移动供电装置的接收端控制模块的结构示意图；

图8为本申请提供的一种非接触式电轨移动供电装置示意图；

图9为本申请提供的一种非接触式电轨移动供电装置的电压采样电路；

图10为本申请提供的一种非接触式电轨移动供电装置的电压比较选择电路；

图11为本申请提供的一种非接触式电轨移动供电装置的光耦隔离驱动电路；

图12为本申请提供的一种非接触式电轨移动供电装置的接收端无线通信模块电路；

图13为本申请提供的一种相移方式控制稳压输出方法的流程示意图。

具体实施方式

本申请提供的一种非接触式电轨移动供电装置，通过设置的发射端lccl谐振网络和接收端lccl谐振网络，发射端采用lccl谐振的方式，能够较大程度的实现功率开关管的软开关，使得供电装置的发射端的有功功率的损耗减小，传输到接收端的无功功率增加，改善整个供电装置的传输效率；接收端采用lccl谐振的方式，使得该装置的输出电流值的变化平缓，从而使得电机等设备运转更加稳定。

下面将结合附图对本申请实施例的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请实施例一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请实施例中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请实施例保护的范围。

在本申请实施例的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本申请实施例中的具体含义。

参见图1-图12，图1为本申请实施例提供的一种非接触式电轨移动供电装置的电路图；图2为本申请实施例提供的一种非接触式电轨移动供电装置的发射端lccl谐振网络和接收端lccl谐振网络的电路图；图3为本申请实施例提供的一种非接触式电轨移动供电装置的接收端lccl谐振网络的等效电路图；图4为本申请实施例提供的一种非接触式电轨移动供电装置的发射端lccl谐振网络的等效电路图；图5为本申请提供的一种非接触式电轨移动供电装置的接收端lccl谐振网络的电路图；图6为本申请提供的一种非接触式电轨移动供电装置的发射端控制模块的结构示意图；图7为本申请提供的一种非接触式电轨移动供电装置的接收端控制模块的结构示意图；图8为本申请提供的一种非接触式电轨移动供电装置示意图；图9为本申请提供的一种非接触式电轨移动供电装置的电压采样电路；图10为本申请提供的一种非接触式电轨移动供电装置的电压比较选择电路；图11为本申请提供的一种非接触式电轨移动供电装置的光耦隔离驱动电路；图12为本申请提供的一种非接触式电轨移动供电装置的接收端无线通信模块电路。

需要说明的是，参见图8所示的本申请实施例提供了一种非接触式电轨移动供电装置示意图，包括：

依次连接的发射端整流滤波模块、发射端功率全桥逆变模块、发射端lccl谐振网络、接收端lccl谐振网络、接收端同步整流模块和滤波模块；

发射端整流滤波模块用于将交流电压整流为直流电，并发送至发射端功率全桥逆变模块；

发射端功率全桥逆变模块用于将直流电逆变为交流方波，并输送给发射端lccl谐振网络；

发射端lccl谐振网络用于将交流方波变换为高频交流正弦波，并传输到接收端lccl谐振网络；

接收端lccl谐振网络用于拾取高频交流正弦波，并传输至接收端同步整流模块；

接收端同步整流模块用于将高频交流正弦波变换为直流电输出至负载。

需要说明的是，参见图1所示的本申请实施例提供的一种非接触式电轨移动供电装置的电路图，本申请实施例的发射端lccl谐振网络和接收端lccl谐振网络均采用双边lccl(l：电感，c：电容)的谐振方式，接收端同步整流模块通过功率开关管来实现全波整流，将接收端lccl谐振网络发送的高频交流正弦波变换为直流电，并输出至负载。在整个装置中，谐振电路在电能传输过程中起到承上启下的作用，对于发射端lccl谐振网络的谐振网络，能够将电源所输入的电能通过lccl串并联谐振转化为所需的高频电压与电流信号，加载到发射线圈中，进而高校的将电能发射出去。

进一步地，发射端整流滤波模块包括四个整流二极管和第一电容，四个整流二极管用于将交流电变换为馒头波，第一电容用于将馒头波变换为直流电。

需要说明的是，如图1所示，发射端整流滤波模块由四个整流二极管d1、d2、d3、d4和滤波电容cin组成，并连接有交流电压vac。整流二极管中，d1与d3串联，d2和d4串联，d1和d2并联，d3和d4并联。该模块的作用是将220v的市电通过发射端的四个整流二极管d1、d2、d3、d4变换为馒头波，滤波电容cin将馒头波变换为幅值为310v的直流电输送至发射端功率全桥逆变模块。

如图2所示，发射端功率全桥逆变模块包括有四个功率开关管q1、q2、q3、q4，q1和q3串联，q2和q4串联，q1和q2并联，q3和q4并联。其中，两桥臂中点的电位电压值为uab。这部分电路将幅值为310v的直流电压通过功率开关管q1、q2、q3、q4逆变为交流方波，然后输送给发射端lccl谐振网络的谐振网络。

进一步地，发射端lccl谐振网络包括第一谐振电感、第一励磁电感、第二电容和第三电容；第一谐振电感和第二电容串联；第一励磁电感与第二电容、第三电容并联。

需要说明的是，发射端lccl谐振网络的谐振网络电路，包括谐振电感lr1，励磁电感lm，谐振电容c1、c2，发射线圈和接收线圈互感值m。接收端lccl谐振网络电路主要包括谐振电感lr2，励磁电感ls，谐振电容c3、c4，等效负载rl，谐振电流ir，输出电压uout。其中，谐振电感lr1与谐振电容c1、c2均并联，而励磁电感lm与谐振电容c1、c2均串联。发射端lccl谐振网络将交流方波通过谐振网络变换为交流正弦波，从而使得能量能够通过谐振的方式传输到接收端lccl谐振网络。如图2所示，即为将图1中的发射端lccl谐振网络与发射端lccl谐振网络进行简化后所得到的电路图。

通过交变的磁场进行电能传输，可以利用谐振网络降阶的方式来计算该放大装置的接收端lccl谐振网络的反射阻抗，进而确定整个装置能量的耦合关系。

本申请实施例提供的非接触式电轨移动供电装置的发射端lccl谐振网络和接收端lccl谐振网络的谐振网络部分均采用lccl谐振方式，如图2所示的简化电路模型的总阶数为8阶，为了降低装置发射端lccl谐振网络和接收端lccl谐振网络的相关电感、电容参数的计算，可以通过谐振电路降阶的方式将发射端lccl谐振网络和接收端lccl谐振网络降阶为2阶来进行计算。具体计算过程如下：

设该装置接收端的lccl谐振网络中接收线圈阻抗zs＝jωls、谐振电容阻抗z3＝1/jωc3、z4＝1/jωc4、谐振电感阻抗zlr2＝jωlr2。

如图2所示该装置接收端的谐振网络可进一步等效为如图3所示的等效电路模型：

如图3所示的接收端lccl谐振网络的谐振网络各元件等效阻抗匹配网络，根据电路原理可以求得接收端lccl谐振网络的谐振网络等效阻抗zrt的值。

如图3所示接收端lccl谐振网络的ls、c3和c4构成的阻抗匹配网络等效阻抗zr1、谐振电感ls和负载等效rl。设该装置接收端lccl谐振网络的谐振网络等效阻抗为zrt，其表达式为：

由于该装置的接收线圈的电感ls和谐振电容c3、c4处于调谐状态，谐振电感lr2和谐振电容c4处于调谐状态。因此等效阻抗zs+z3+z4＝0，zlr2+z4＝0。即该装置的接收端lccl谐振网络的谐振网络等效阻抗zrt为：

根据电路原理可知该装置的接收端lccl谐振网络对发射端lccl谐振网络的反映阻抗为：

根据上述算式推导可知该装置的发射端lccl谐振网络的谐振网络等效电路图如图4所示。

如图4为该装置的接收端lccl谐振网络等效到发射端lccl谐振网络的谐振网络电路模型，其电路主要包括谐振电感lr1，励磁电感lm，谐振电容c1、c2，接收端等效阻抗ztr，功率全桥中点电压uin，谐振电感lr1的电流iin，谐振电容c1的电流ip，励磁电感lm的电流和电压分别是it、ul。

各个参数的确定有以下方法计算得出：发射端lccl谐振网络的谐振网络模块所涉及的阻抗匹配电路有两部分，其中一部分是lr1和c1构成阻抗匹配网络，其谐振频率f1的基本计算公式为：

由于lr1和c1在第一谐振频率点f1处处于调谐状态，因此lr1的阻抗zr1＝jω1lr1和c1的阻抗z1＝1/jω1c1之和为零，即zr1+z1＝jω1lr1+1/jω1c1＝0，其中ω1＝2πf1。对lr1和c1构成的阻抗匹配网络列kvl方程可得：

iin(zr1+z1)-itz1＝uin

由于zr1+z1＝0和功率全桥中点电压uin不变，因此发射线圈的电流it不变。由公式ul＝it*jωlm可知当装置的接收端lccl谐振网络的负载变化时其发射线圈两端的电压值基本不变，即可以使该装置的发射端lccl谐振网络实现恒压输出。因此可通过设置相应的发射线圈电感、谐振电容参数可以使电路稳定工作。

另一部分是c1、c2和lm三个器件组成阻抗匹配网络。其谐振频率f2的基本计算公式为：

由于c1、c2和lm在第二谐振频率点f2处处于调谐状态，因此lm的阻抗zm＝jω2lm、c1的阻抗z1＝1/jω2c1和c2的阻抗z2＝1/jω2c2之和为零，即zm+z1+z2＝jω2lm+1/jω2c1+1/jω2c2＝0，其中ω2＝2πf2。

根据第一部分lr1、c1和第二部分c1、c2、lm都处于调谐状态，且谐振频率点f1、f2和功率开关管的工作频率f相等，及f1＝f2＝f。如图2所示的整个谐振网络等效阻抗zin为：

因此，由上述计算推导可知供电装置的整个谐振腔呈纯阻性状态，以上述计算理论推导为依据，设计实际电路元件的参数，能够使得装置的发射端lccl谐振网络呈现临界感性。即发射线圈的电压超前电流值，相比传统的发射端lc谐振网络更易于使功率开关管q1、q2、q3、q4工作在软开关状态。从而减小整个装置的损耗，提高了整个装置的效率。

由于发射线圈形状受到应用范围的限制，因此励磁电感lm就相应的确定了。由于谐振电感lr1的取值小于k(k为lr1与lm的比值，取0.3到0.7)倍的lm，因此也已经被确定了，最后通过谐振频率f1、f2确定c1、c2的取值。从而计算获得该装置的发射端lccl谐振网络的谐振网络的各元件参数。

进一步地，接收端lccl谐振网络包括第二谐振电感、第二励磁电感、第四电容和第五电容；第二谐振电感和第二励磁电感均与第四电容串联；第五电容与第二谐振电感并联。

需要说明的是，如图1所示的电路图，接收端lccl谐振网络的谐振网络的电路主要包括谐振电感lr2，励磁电感ls，谐振电容c3、c4。其中谐振电感ls均与电容c3、c4并联，而励磁电感lr2均与电容c3、c4串联。通过与发射端lccl谐振网络的反射线圈耦合谐振，接收端lccl谐振网络将发射端lccl谐振网络的高频交流正弦信号拾取过来，从而实现发射端lccl谐振网络和接收端lccl谐振网络在非接触情况下的电能传输。

如图5所示为接收端lccl谐振网络的谐振电路的电路图，其中，接收端lccl谐振网络的各个参数可由以下计算得出：

接收端lccl谐振网络的谐振网络模块所涉及的阻抗匹配电路有两部分，其中一部分是c3、c4和ls三个器件组成阻抗匹配网络，其谐振频率f3的基本计算公式为：

另一部分是lr2和c4构成阻抗匹配网络，其谐振频率f4的基本计算公式为：

由于当发射端lccl谐振网络的谐振网络的谐振频率和接收端lccl谐振网络的谐振频率相等时，发射线圈才可以将能量传输到接收端，从而给负载提供能量。因此接收端谐振频率f3、f4等于发射端谐振频率f1、f2。接收线圈大小、形状受到负载设备的限制，其电感量就随之确定了。谐振电感lr2不仅参与接收端lccl谐振网络的谐振网络的调谐，还起到对谐振腔输出电流滤波的作用。如果输出电流不经过电感滤波，由于负载设备对电流比较敏感，从而可能导致负载变化异常。输出电流经过滤波网络，使其变化过程比较平滑，从而使整个装置比较稳定。由于谐振电感lr2的取值要小与等于h(h为lr2与ls的比值，取0.3到0.7)倍的ls，因此也已经被确定了，最后通过谐振频率f3、f4确定c3、c4的取值。从而接收端lccl谐振网络的谐振网络各元件参数就可以计算得出。根据图1的电路图，可知接收端lccl谐振网络还连接有负载rs。

进一步地，接收端同步整流模块包括第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管和第四功率开关管；第一功率开关管和第二功率开关管串联；第三功率开关管和第四功率开关管串联；第一功率开关管和第三功率开关管并联。

需要说明的是，根据图1所示的电路图，接收端同步整流模块包括有功率开关管q5、q6、q7、q8，滤波电容cf，负载rs，输出电压vo，其中两桥臂中点电位电压值为ucd。其中，功率开关管q5和q7串联，q6和q8串联，q5和q6并联，且q6并联有滤波电容cf，滤波电容并联有负载rs。通过将接收端lccl谐振网络接收到的高频交流正弦波经过功率开关管q5、q6、q7、q8变换为高频馒头波，在经过滤波电容cf将高频馒头波变换为直流电，并输送至负载供负载使用。

进一步地，滤波模块包括滤波电容，滤波电容与接收端同步整流模块的第三功率开关管并联，且并联有负载。

进一步地，还包括发射端控制模块与接收端控制模块，发射端控制模块包括发射端微控制器主控制芯片、发射端无线通信模块；发射端控制模块与发射端功率全桥逆变模块连接，用于驱动发射端功率全桥逆变模块，将直流电逆变为交流方波；

接收端控制模块包括接收端微控制器主控制芯片、接收端谐振网络电压采样电路、电压比较选择器、光耦隔离驱动电路、接收端无线通信模块；

接收端微控制器主控制芯片内部包括自适应机构、相位比较器、pwm生成器；

自适应机构包括自适应算法；

接收端控制模块与接收端同步整流模块连接，用于控制接收端同步整流模块实现同步整流。

需要说明的是，如图6所示的发射端控制模块的电路图，该模块包括微控制器主控制芯片、辅助供电电源、光耦隔离驱动电路、发射端无线通信模块和rs485/can通信模块。该模块主要作用是发射端微控制器主控制芯片通过接收rs485、can通信模块发送的信号命令，产生四路频率为f，占空比50％的pwm波，pwm波经过光耦隔离驱动电路来驱动发射端功率开关管q1、q2、q3、q4，通过驱动控制电路有规律的控制功率开关管的通断，因此可以实现全桥逆变功能。从而实现发射端全桥逆变功能。而且将pwm信号通过编码方式，再通过发射端无线通信模块发送给接收端无线通信模块，实现信号同步的功能。优选地，常规编码方式包括采样、量化、编码。由于将发射端的pwm信号和接收端pwm信号进行对比，实现无时差，因此可以实现信号同步。

需要说明的是，如图7所示的接收端控制模块的结构图，接收端控制模块包括微控制器主控制芯片、辅助供电电源、接收端谐振网络电压采样电路、电压比较选择器、比较参考电压vref、比较电压误差值vr、光耦隔离驱动电路、接收端无线通信模块和rs485/can通信模块，其中微控制器主控制芯片内部包括自适应机构、相位比较器、pwm生成器。

该模块的工作流程为：

1)通过接收端无线通信模块接收发射端无线通信模块发送的发射端lccl谐振网络的pwm信号信息pwmin，解码后通过相位比较器与接收端lccl谐振网络的pwm信号pwmout进行比较生成相移差值αer。通过电压采样电路得到变换器输出电压vo，然后与基准电压vref进行比较得到电压差值ver，自适应机构通过参数估计方法，将输入的多个电压差值ver数据进行在线辨识和相关计算，得到相移角变化量δα。将相移差值αer和相移角变化量δα输入加法器得到实际需要的相移角α。最后由pwm发生器产生与发射端pwm信号相移角为α的pwm信号波形。

2)将接收端lccl谐振网络的谐振网络电压采样电路连接到该装置接收端同步整流模块的两桥臂c、d两点之间，由接收端lccl谐振网络的谐振网络电压采样电路采样电压值vc和电压比较选择器参考电压值vref进行比较后产生比较电压误差值vr，通过判断vr值的大小来使能光耦隔离驱动电路，从而可以选择给功率开关管q5、q8驱动使能还是给功率开关管q6、q7驱动使能。故接收端可以实现同步整流功能，而且当负载变化时，可以通过控制接收端微控制器模块输出的pwm信号与发射端pwm信号之间的相移角α，使该装置输出电压vo稳定输出，从而使该装置实现闭环控制。

进一步地，发射端lccl谐振网络参数设计方法用于使发射线圈两端输出电压恒定，且用于实现发射端功率开关管的软开关，发射端lccl谐振网络的参数设计包括：

a、根据装置工作要求确定发射端lccl谐振网络谐振频率f1和f2的值，且f1＝f2；

b、根据导轨设备空间大小和场地环境确定发射线圈lm形状大小和电感量；

c、根据运输设备所需功率大小要求和发射线圈电感lm确定谐振电感lr1电感量，当需要增加功率时，减小谐振电感lr1来提高发射线圈电压值，当需要减小功率时，增加谐振电感lr1的值来减小发射线圈电压值，且lr1＝klm，(0.3＜k＜0.7)；

d、根据谐振电感lr1确定谐振电容c1的值，且

e、根据发射线圈电感lm和谐振电感lr1确定谐振电容c2的值，且

进一步地，接收端lccl谐振网络参数设计方法用于使接收端lccl谐振网络输出电流恒定，对运输设备进行恒功率电能传输，接收端lccl谐振网络的参数设计包括：

b、根据发射端lccl谐振网络谐振频率f1和f2的值确定接收端lccl谐振网络谐振频率f3和f4，且f1＝f2＝f3＝f4；

b、根据导轨设备空间大小设计接收线圈宽度大于等于导轨宽度，且接收线圈长度由运输设备空间大小确定，规定接收线圈磁场分布范围包含在发射线圈磁场分布范围内，根据运输设备所需功率等级设计接收线圈时采用n层紧密叠加绕制方式，且n≥1，即可以确定接收线圈电感ls的电感量；

c、根据接收线圈电感ls确定谐振电感lr2的值，且lr2＝hls，(0.3＜h＜0.7)；

d、根据谐振电感lr2确定谐振电容c4的值，且

e、根据接收线圈电感ls和谐振电感lr2确定谐振电容c3的值，且

需要说明的是，如图9所示的一种非接触式电轨移动供电装置的电压采样电路，电压采样电路包括lm358同相比例放大器、lm358跟随器、rc滤波电路、lm3583.3v供电电源。该电路的主要作用是采集该装置接收端同步整流模块的两桥臂c、d两点之间的电压值vc。

如图10所示的一种非接触式电轨移动供电装置的电压比较选择电路，电压比较选择电路包括lm358电压比较器、lm358跟随器、rc滤波电路、lm3583.3v供电电源。该模块主要作用是将采样电压值vc和电压比较选择器参考电压值vref进行比较后产生比较电压误差值vr，通过判断vr值的大小来使能光耦隔离驱动电路。

如图11所示的一种非接触式电轨移动供电装置的光耦隔离驱动电路，光耦隔离驱动电路包括pc929光点耦合器及其外围电路、图腾柱驱动电路。该模块主要作用是用于驱动功率开关管q5、q6、q7、q8，和起到主功率电路和信号驱动电路电气隔离作用。

如图12所示的一种非接触式电轨移动供电装置的接收端无线通信模块电路，接收端无线通信模块电路包括nrf24l01无线通信芯片及其外围电路。该模块主要作用是接收发射端无线通信模块发送的发射端lccl谐振网络的pwm信号信息pwmin。

本申请实施例提供的非接触式电轨移动供电装置，可以实现如下优点：

(1)当接收端的负载变化时，发射端发射线圈电压ul基本稳定，不会发生明显的突变，使整个装置工作稳定可靠。

(2)通过控制接收端微控制器模块输出的pwm信号与发射端pwm信号之间的相移角α，使该装置的输出电压vo稳定输出，从而使该装置实现闭环控制。而且将接收端全桥整流模块部分整流二极管换成功率开关管来实现全波整流，使得接收端有功损耗减小，提升该装置传输效率。另外，该装置的传输效率、功率和装置稳定性与发射端谐振lccl模块的网络的lccl阻抗与接收端lccl谐振网络的谐振网络的lccl阻抗匹配参数的选择密切相关。

本申请实施例的发射端lccl谐振网络和接收端lccl谐振网络采用lccl阻抗匹配方式，其产生的谐振电压峰峰值较高，接收端和发射端线圈能实现高效能量传输。由于发射线圈电感量受到应用范围的限制，可以通过调节谐振电容c2的大小，使整个电路达到谐振状态。从而提高发射线圈设计的自由度，使该装置使用范围更广。当接收端lccl谐振网络的负载动态变化时，该装置的发射端lccl谐振网络设有二级谐振网络，其发射线圈两端电压值不会发生突变现象，使整个装置工作比较稳定。采用lccl阻抗匹配方式，其发射端的功率开关管较传统的lc阻抗匹配方式容易实现zvs(零电压开关)，其装置发射端整体有功功率损耗减小，相应的传输到接收端的无功功率增加，所以整个装置工作效率明显提高。采用lccl阻抗匹配方式，使得该装置的输出电流值变化比较平缓，从而使得电机等设备工作更加稳定。而且将接收端同步整流模块的部分整流二极管换成功率开关管来实现全波整流，使得接收端有功损耗减小，提升该装置的传输效率。

如图13所示，本申请还提供了一种相移方式控制稳压输出方法，该方法基于非接触式电轨移动供电装置实施，方法包括：

100、接收端无线通信模块接收发射端无线通信模块发送的发射端lccl谐振网络的pwm信号信息，经过接收端微控制器主控制芯片解码后通过相位比较器与接收端lccl谐振网络的pwm信号进行比较生成相移差值；

200、电压采样电路将得到的变换器输出电压，与基准电压进行比较，并得到电压差值；

300、自适应机构通过参数估计方法，将输入的多个电压差值数据进行在线辨识和参数计算，得到相移角变化量，将相移差值和相移角变化量输入加法器得到实际需要的相移角，最后由pwm发生器产生与发射端pwm信号相移角为α的pwm信号波形。

以上所述，以上实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的精神和范围。