基于混合H桥的单相两管五电平整流器的制作方法

本发明涉及一种五电平整流器，具体涉及一种基于混合h桥的单相两管五电平整流器。

背景技术：

随着电力电子技术的发展，多电平功率因数校正电路的研究和应用得到广泛的关注，其中五电平高功率因数升压变换器是目前最为流行的研究方面之一。采用多电平变换器，一方面可以降低开关管电压应力，进而减小谐波含量，另一方面，可以提高系统的工作电压。对于高功率电力电子变换器中，二极管钳位型的多电平变换器得到较为广泛的得到应用，主要在于二极管钳位型多电平变换器保留两电平变换器的优点，同时降低开关管两端电压，进一步降低谐波含量，提高整流电压。

目前，针对现已存在的电路结构中，三电平拓扑结构输出电压等级较低、谐波含量较高；而五电平拓扑中开关管数量较多，控制较为复杂且损耗较高等问题。传统拓扑结构中多采用不控整流后进行升压实现功率因数校正，此方式存在较大的损耗问题且所需的开关管数量较多，为降低整流损耗，尽可能减小电流流通路径长度，提高功率密度，最有效的方式是改变拓扑结构降低器件数量，同时，让所改进的拓扑结构具有更高的电压等级，更小的谐波含量，以及更为简单的控制方式。

技术实现要素：

为改进现有拓扑结构中所存在的不足，本发明提供一种基于混合h桥的单相两管五电平整流器，该整流器的拓扑结构采用多电平方式，使得该变换器具有输出直流电压较高，谐波含量较小，开关管应力较低，控制较为简单等优点。

本发明采取的技术方案为：

基于混合h桥的单相两管五电平整流器，包括电感l、开关管q1、开关管q2、二极管d1～d12，电容c1、电容c2；

交流电源vs一侧分别连接二极管d1阳极、二极管d2阴极，该连接节点构成端点b；

交流电源vs另一侧连接电感l一端，电感l另一端分别连接二极管d3阳极、二极管d4阴极、二极管d5阳极、二极管d6阴极；电感l另一端与二极管d3、d4、d5、d6的连接节点构成端点a；

开关管q1漏极分别连接二极管d1阴极、二极管d3阴极、二极管d7阳极；开关管q1漏极与二极管d1、d3、d7的连接节点构成端点c；

开关管q1源极分别连接二极管d2阳极、二极管d4阳极、二极管d8阴极；开关管q1源极与二极管d2、d4、d8的连接节点构成端点d；

开关管q2漏极分别连接二极管d5阴极、二极管d11阴极；

开关管q2源极分别连接二极管d6阳极、二极管d12阳极；

开关管q1反并联二极管d9，开关管q2反并联二极管d10；

二极管d8阳极连接电容c2负极，其连接节点构成端点m；

二极管d11阳极、二极管d12阴极、电容c2正极均连接电容c1负极，其连接节点构成端点n；

二极管d7阴极连接电容c1正极，其连接节点构成端点p；

负载rl两端分别连接于端点p、端点m之间。

所述端点a、端点c、端点d、端点n构成混合h桥网络四端口。

所述开关管q1、开关管q2为绝缘栅型双极晶体管igbt、集成门极换流晶闸管igct、或者电力场效应晶体管mosfet。

所述电容c1、电容c2为串联直流母线分裂电容。

本发明一种基于混合h桥的单相两管五电平整流器，技术效果如下：

1：该五电平拓，扑融合二极管和全控器件，具备高可靠性能的混合h桥四端网络结构，本发明中应用到双向开关单元，双向开关由开关管q2，二极管d5、d6、d11、d12组成，其主要作用在于选择电压流通路径，利用二极管d7、d8做到直流母线功率单向流通。本发明拓扑具备升压，整流，五电平功率因数校正的特点。

2：本发明新型拓扑，为混合h桥式的四端口网络结构，基于混合h桥式电路模块可用作五电平模块化的功率单元。

3：在单位功率因数校正电路拓扑结构中，融入混合h桥式五电平拓扑；在整流器拓扑结构中引入升压过程，应用全控器件和不控器件的融合技术，使其在结构上具有模块化，便于该模块电路的级联。另外，拓扑结构采用不可控二极管整流桥结构，在开关管脉冲信号丢失情况下，依然可以实现对后级的功率输出，一定程度降低故障损失，提高单相五电平功率因数校正电路工作可靠性。

4：本发明提出二极管和全控器件相融合的混合h桥四端结构，该结构具有成本低、可靠性能高且控制系统设计简单等优点，这样在一定程度上降低电路体积，减小开关损耗，提高功率密度。

5：本发明拓扑采用较少的开关管和二极管实现多电平，仅采用两只开关管和十只二极管实现多电平，较传统的多电平降低成本和电路体积，同时提高拓扑结构功率密度。

6：本发明所提变换器在一个交流输入周期内存在六个工作模态，拓扑结构除vab＝±udc时开关管q1、q2处于关断，其他四个模态中有且仅有一只开关管处于导通状态，由于本拓扑结构采用混合h桥型，故障状态下任可实现可靠功率输出，在一定程度上提升拓扑的可靠性。

附图说明

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明：

图1为本发明的电路拓扑结构。

图2为本发明的开关模式一流向图。

图3为本发明的开关模式二流向图。

图4为本发明的开关模式三流向图。

图5为本发明的开关模式四流向图。

图6为本发明的开关模式五流向图。

图7为本发明的开关模式六流向图。

图8为本发明的脉冲分配图。

图9(1)为本发明的稳态交流输入un电压波形图。

图9(2)为本发明的稳态交流输入in电流波形图。

图9(3)为本发明的稳态uab电压波形图。

图9(4)为本发明的稳态输出电压udc波形图。

图10(1)为本发明的功率增减50％交流输入un电压波形图。

图10(2)为本发明的功率增减50％交流输入in电流波形图。

图10(3)为本发明的功率增减50％uab电压波形图。

图10(4)为本发明的功率增减50％输出电压udc波形图。

图11(1)为本发明的不控整流到可控整流交流输入un电压波形图。

图11(2)为本发明的不控整流到可控整流交流输入in电流波形图。

图11(3)为本发明的不控整流到可控整流uab电压波形图。

图11(4)为本发明的不控整流到可控整流输出电压udc波形图。

具体实施方式

如图1所示，基于混合h桥的单相两管五电平整流器，包括电感l、开关管q1、开关管q2、二极管d1～d12，电容c1、电容c2。交流电源vs一侧分别连接二极管d1阳极、二极管d2阴极，该连接节点构成端点b；

交流电源vs另一侧连接电感l一端，电感l另一端分别连接二极管d3阳极、二极管d4阴极、二极管d5阳极、二极管d6阴极；电感l另一端与二极管d3、d4、d5、d6的连接节点构成端点a；

开关管q1漏极分别连接二极管d1阴极、二极管d3阴极、二极管d7阳极；开关管q1漏极与二极管d1、d3、d7的连接节点构成端点c；

开关管q1源极分别连接二极管d2阳极、二极管d4阳极、二极管d8阴极；开关管q1源极与二极管d2、d4、d8的连接节点构成端点d；

开关管q2漏极分别连接二极管d5阴极、二极管d11阴极；

开关管q2源极分别连接二极管d6阳极、二极管d12阳极；

开关管q1反并联二极管d9，开关管q2反并联二极管d10；

二极管d8阳极连接电容c2负极，其连接节点构成端点m；

二极管d11阳极、二极管d12阴极、电容c2正极均连接电容c1负极，其连接节点构成端点n；

二极管d7阴极连接电容c1正极，其连接节点构成端点p；

负载rl两端分别连接于端点p、端点m之间。

所述端点a、端点c、端点d、端点n构成混合h桥网络四端口。

所述开关管q1、开关管q2为绝缘栅型双极晶体管igbt、集成门极换流晶闸管igct、或者电力场效应晶体管mosfet。

所述电容c1、电容c2为串联直流母线分裂电容。分裂电容采用两个电容值相同的电容串联构成，由电容串联分压可知，串联电容值相同的电容，串联电压各承受一半，其主要做到将直流侧电压进行分压，形成母线电压一半的中点，其作用为完成电平的变化。

基于混合h桥的单相两管五电平整流器，包括以下开关模式：

开关模式一：如图2所示，电路工作在电网电压正半周期，开关管q1导通,二极管d2、d3导通，电容c1、c2向负载rl供电，电流i1＝i2＝-idc下降，电感l电流is线性上升,此过程相当于boost升压电路开关管导通阶段，电感l储能，电压uab＝0v，开关管q2漏极-源极电压

开关模式二：如图3所示，电路工作在电网电压正半周期，开关管q2导通，二极管d2、d5、d8、d12导通，电感l释放能量对电容c2充电，电流is＝i2上升，c1放电，电流-i1＝idc减小，电压uc2上升、uc1下降,开关管q1漏极-源极电压

开关模式三：如图4所示，电路工作在电网电压正半周期，二极管d2、d3、d7、d8导通，电容c1、c2充电，电流is＝i1+idc，电压uc1、uc2上升,开关管q1漏极-源极电压uds＝udc，uab＝udcv,在此模态中电感电流下降；

开关模式四：如图5所示，电路工作在电网电压负半周期，开关管q1导通，二极管d1、d4导通，电容c1、c2向负载rl供电，电流i1＝i2＝-idc下降，电感l电流is线性上升,此过程相当于boost升压电路开关管导通阶段，电感l储能，uab＝0v；

开关模式五：如图6所示，电路工作在电网电压负半周期，开关管q2导通，二极管d1、d4、d6、d7、d8、d11导通，电感l释放能量对电容c1充电，-is＝i1+idc，电压uc1上升，开关管q1漏极-源极电压

开关模式六：如图7所示，电路工作在电网电压负半周期，二极管d1、d4、d7、d8导通，电容c1、c2充电，电流i1＝i2，-is＝i1+idc，电压uc1、uc2上升，开关管q1漏极-源极电压uds＝udc，uab＝-udcv。

基于混合h桥的单相两管五电平整流器，使用二极管d7、d8进行如下电路保护：

其一，采用两个二极管d7、d8，保证功率的单向流通，使电容c1、c2的电流只会向负载rl流动，而不会使其倒灌回流；

其二，电路故障时，对电容c1、c2可以起到很好的保护；

其三，模态切换过程中，作为升压钳位二极管；

其四，在开关模式一、开关模式四时，电感l储能过程中电压低于直流母线电压时，起到电压钳位作用。

实验参数：

交流电源峰值220v，输出直流电压vdc为400v，电阻负载为40ω，滤波电感为2.5mh，分裂电容c1＝c2＝1000μf，开关频率为10khz。

图8、图9(1)、图9(2)、图9(3)、图9(4)、图10(1)、图10(2)、图10(3)、图10(4)、图11(1)、图11(2)、图11(3)、图11(4)为本发明在中负载为40欧姆时的实验波形图。

图8为开关管脉冲信号及五电平波形示意图。由图8中所示，电压uab在一个交流输入周期内出现五个电平，即本图示意本专利所提出的拓扑结构具有实现五电平的功能。

图9(1)、图9(2)、图9(3)、图9(4)中所示拓扑结构稳态过程中电压电流波形图，

图9(1)表示在电路稳态过程中输入电压un保持正弦变化。

图9(2)表示在电路稳态过程中输入电压in跟随交流输入电压un。

图9(3)表示在电路稳态过程中电压uab实现五电平变化。

图9(4)表示在电路稳态过程中整流器输出电压udc保持母线电压的稳定。

图10(1)、图10(2)、图10(3)、图10(4)为负载增减50％时电压电流波形图。

图10(1)为本发明的功率增减50％交流输入un电压波形图，由图10(1)可知，交流输入电压波形保持正弦变化。

图10(2)为本发明的功率增减50％交流输入in电流波形图，在0.1s、0.2s时负载出现减小增大过程中，交流输入电流波形保持正弦变化，且跟随交流输入电压。

图10(3)为本发明的功率增减50％uab电压波形图，由图10(3)可得，电压uab在负载变化过程中保持五电平变化。

图10(4)为本发明的功率增减50％输出电压udc波形图，由图10(4)可得，在负载变化过程中，直流侧电压udc保持稳定不变，表明本电路结构可以实现直流侧电压的稳定。

图11(1)、图11(2)、图11(3)、图11(4)为本发明拓扑不控到可控整流过程电压电流波形图。

图11(1)为本发明的不控整流到可控整流交流输入un电压波形图，由图11(1)可知，在状态切换过程中，由于电网为一个电压源，交流输入电压保持正弦变化而不被改变。

图11(2)为本发明的不控整流到可控整流交流输入in电流波形图，由图11(2)可知，在交流不控整流过程中，交流输入电流波形畸变较为严重，谐波含量较高，在0.1s进入可控整流过程后，电流实现正弦化，保持与交流输入电压波相一致，验证本电路结构可实现功率因数校正。

图11(3)为本发明的不控整流到可控整流uab电压波形图，由图11(3)可得，在交流输入处于不控整流过程中，uab电压波形出现较大畸变，且不形成五电平电压变化，当0.1s时进入可控整流过程中，电压uab实现五电平变化。

图11(4)为本发明的不控整流到可控整流输出电压udc波形图，由图11(4)可得，在不控到可控后，直流侧输出电压波形实现较好的稳定，验证本电路结构具有较好的稳定输出电压的特性。

综上实验的波形及分析过程可得，本发明所提出的电路结构具有较好的稳定性，并且可实现较高的功率因数，对单相整流变换器提出一种新型电路结构。