一种升压转换器的制作方法

本发明涉及dcdc转换技术，特别是一种升压转换器，通过设置第二功率开关管mp1与第一功率开关管mp0的串联组合，既能够保持正常升压，又能够在输入电压vin接近、等于或大于输出电压vout时，vout纹波仍然维持较小状态以保证稳压输出和提高转换效率。

背景技术：

升压转换器也称为boost转换器，是dcdc转换器的一种常见类型。dcdc(directcurrent-directcurrent)指改变直流参数的直流到直流的变换。升压转换器一般是将较低的输入电压vin提升为较高的输出电压vout。但是在升压转换过程中，也会出现vin接近、等于或大于vout的情况。当遇到这种情况是，通常的boost转换器会出现纹波大和不能维持输出稳压的问题。因此，现有技术中的boost转换器采用了电感电流峰值控制模式以应对这种情况。利用电感电流峰值控制模式，当vin接近vout时，将同步pmos管(第一功率开关管mp0)的栅极接入vin，这样可以维持boost转换器的vout恒定。这就带来了一个问题，vin到vout的转换效率很低。本发明人认为，如果设置第二功率开关管mp1与第一功率开关管mp0的串联组合，并在环路控制中采用电感电流谷值控制模式，既能够保持正常升压，又能够在输入电压vin接近、等于或大于输出电压vout时，vout纹波仍然维持较小状态以保证稳压输出和提高转换效率。有鉴于此，本发明人完成了本发明。

技术实现要素：

本发明针对现有技术中存在的缺陷或不足，提供一种升压转换器，通过设置第二功率开关管mp1与第一功率开关管mp0的串联组合，既能够保持正常升压，又能够在输入电压vin接近、等于或大于输出电压vout时，vout纹波仍然维持较小状态以保证稳压输出和提高转换效率。

本发明技术方案如下：

一种升压转换器，包括由第一控制信号通过第一驱动电路驱动的第一pmos功率开关管，和由第三控制信号通过第三驱动电路驱动的第一nmos管，其特征在于，引入一个第二pmos功率开关管，所述第二pmos功率开关管与所述第一pmos功率开关管形成串联组合，所述第二pmos功率开关管由第二控制信号通过第二驱动电路驱动。

所述第一pmos功率开关管的源极连接输出电压端，所述第一pmos功率开关管的漏极连接所述第二pmos功率开关管的源极，所述第二pmos功率开关管与所述第一nmos管漏极互连后形成开关节点，所述开关节点通过第一电感连接输入电压端，所述第一nmos管的源极连接接地端。

所述第一pmos功率开关管与所述第二pmos功率开关管体端互连后连接第三pmos管与第四pmos管体端和漏极均互连的互连节点，所述第三pmos管的源极连接输出电压端，所述第四pmos管的源极连接输入电压端，所述第三pmos管的栅极连接第一反相器的输出端，所述第一反相器的输入端连接最高电压选择比较器的输出端，所述第四pmos管的栅极连接所述最高电压选择比较器的输出端，所述最高电压选择比较器的正向输入端连接所述输出电压端，负向输入端连接所述输入电压端。

所述第二控制信号为所述最高电压选择比较器的输出端信号。

所述第二驱动电路包括源极互连的第五pmos管和第六pmos管，所述第五pmos管的漏极连接输出电压端，所述第六pmos管的漏极连接输入电压端，所述第五pmos管的栅极连接第二反相器的输出端，所述第二反相器的输入端连接所述最高电压选择比较器的输出端，所述第六pmos管的栅极连接所述最高电压选择比较器的输出端。

所述第五pmos管的源极连接第七pmos管的源极，所述第七pmos管栅漏互连后通过第一电流源连接接地端，所述第六pmos管的源极通过第二电流源分别连接所述第二驱动电路输出端、第八pmos管的源极和第二nmos管的漏极，所述第八pmos管与所述第七pmos管栅极互连，所述第八pmos管的漏极和所述第二nmos管的源极均连接接地端，所述第二nmos管的栅极连接所述最高电压选择比较器的输出端。

本发明技术效果如下：本发明一种升压转换器，同步pmos管用两个大功率管串联(即第一pmos功率开关管与第二pmos功率开关管串联)，环路控制采用电感电流谷值控制模式，可以保证输入电压vin接近和等于输出电压vout时，输出电压纹波仍然很小。当输入电压高于输出电压时，与开关节点sw连接的同步pmos管(即第二pmos功率开关管)的栅极驱动输出电压va(第二驱动电路输出端)比输入电压vin略低，与vout连接的同步pmos管(即第一pmos功率开关管)则维持正常的开启和关闭，环路控制仍然维持电感电流谷值控制模式，保证输出电压纹波不会变大，同时负半周期sw高电平仅比输入电压vin略高，转换效率很高。

本发明的特点：输入电压vin接近和大于等于输出电压vout时，输出电压vout纹波小，转换效率高。

附图说明

图1是实施本发明一种升压转换器的电路结构示意图。图1中第二pmos管mp1(或称为第二pmos功率开关管)为在已有同步pmos管(第一pmos管mp0，也称为第一pmos功率开关管，或上管)的基础上与mp0相串联的新增同步pmos管，mp1的漏极与第一nmos管mn0的漏极互连后形成开关节点sw，sw通过第一电感l1连接输入电压端vin，mp1的栅极连接第二驱动电路driver2。当vin＜vout时，sel＝1(最高电压选择比较器comp1输出端sel)，mp2导通，mp3截止，mp0和mp1的互连体端电位＝vout，va为零电位，mp1低阻导通。当vin小于并接近和等于vout时，mn0导通时间缩短，mp0导通时间延长甚至接近整个周期，vout基本不会出现电压纹波变大。当vin＞vout时，sel＝0，mp2截止，mp3导通，mp0和mp1的互连体端电位＝vin，mp0和mn0正常导通和截止，mp1能够导通续流以实现vout稳定，vout的电压纹波维持较小状态。

图2是图1中第二pmos管mp1的栅极驱动电路driver2的电路结构示意图。当sel＝0，mp4截止，mp5导通，vmax＝vin。va电压由mp6栅源电压差和mp7栅源电压差决定。

附图标记列示如下：vin-输入电压端或输入电压；vout-输出电压端或输出电压；gnd-接地端；driver1-第一驱动电路；driver2-第二驱动电路；driver3-第三驱动电路；pon-第一控制信号；sel-第二控制信号或最高电压选择比较器输出端；non-第三控制信号；va-第二节点或第二节点电压或第二驱动电路输出端；sw-第一节点或开关节点或开关节点电压；vmax-第三节点或第三节点电压；l1-第一电感；i1-第一电流源；i2-第二电流源；comp1-第一比较器或最高电压选择比较器；ng1-第一反相器；ng2-第二反相器；mp0～mp7-第一至第八pmos管；mn0～mn1-第一至第二nmos管。

具体实施方式

下面结合附图(图1-图2)对本发明进行说明。

图1是实施本发明一种升压转换器的电路结构示意图。图2是图1中第二pmos管mp1的栅极驱动电路driver2的电路结构示意图。参考图1至图2所示，一种升压转换器，包括由第一控制信号pon通过第一驱动电路driver1驱动的第一pmos功率开关管mp0，和由第三控制信号non通过第三驱动电路driver3驱动的第一nmos管mn0，引入一个第二pmos功率开关管mp1，所述第二pmos功率开关管mp1与所述第一pmos功率开关管mp0形成串联组合，所述第二pmos功率开关管mp1由第二控制信号sel通过第二驱动电路driver2驱动。所述第一pmos功率开关管mp0的源极连接输出电压端vout，所述第一pmos功率开关管mp0的漏极连接所述第二pmos功率开关管mp1的源极，所述第二pmos功率开关管mp1与所述第一nmos管mn0漏极互连后形成开关节点sw，所述开关节点sw通过第一电感l1连接输入电压端vin，所述第一nmos管mn0的源极连接接地端gnd。所述第一pmos功率开关管mp0与所述第二pmos功率开关管mp1体端(衬底)互连后连接第三pmos管mp2与第四pmos管mp3体端和漏极均互连的互连节点，所述第三pmos管mp2的源极连接输出电压端vout，所述第四pmos管mp3的源极连接输入电压端vin，所述第三pmos管mp2的栅极连接第一反相器ng1的输出端，所述第一反相器ng1的输入端连接最高电压选择比较器comp1的输出端sel，所述第四pmos管mp3的栅极连接所述最高电压选择比较器comp1的输出端sel，所述最高电压选择比较器的正向输入端(+)连接所述输出电压端vout，负向输入端(-)连接所述输入电压端vin。所述第二控制信号sel为所述最高电压选择比较器comp1的输出端信号。

所述第二驱动电路driver2包括源极互连的第五pmos管mp4和第六pmos管mp5，所述第五pmos管mp4的漏极连接输出电压端vout，所述第六pmos管mp5的漏极连接输入电压端vin，所述第五pmos管mp4的栅极连接第二反相器ng2的输出端，所述第二反相器ng2的输入端连接所述最高电压选择比较器comp1的输出端sel，所述第六pmos管mp5的栅极连接所述最高电压选择比较器comp1的输出端sel。所述第五pmos管mp4的源极连接第七pmos管mp6的源极，所述第七pmos管mp6栅漏互连后通过第一电流源i1连接接地端gnd，所述第六pmos管mp5的源极通过第二电流源i2分别连接所述第二驱动电路输出端va、第八pmos管mp7的源极和第二nmos管mn1的漏极，所述第八pmos管mp7与所述第七pmos管mp6栅极互连，所述第八pmos管mp7的漏极和所述第二nmos管mn1的源极均连接接地端gnd，所述第二nmos管mn1的栅极连接所述最高电压选择比较器comp1的输出端sel。

如图1，正常boost工作原理为通过pon和non信号控制mp0和mn0的导通和截止：当non＝h时，mn0导通，mp0截止；当pon＝h时，mp0导通，mn0截止。本发明引入一个和mp0串联的功率开关管mp1。

当vin小于vout时，最高电压选择比较器comp1输出sel＝1，mp2导通，mp3截止。mp0和mp1的体端接至vout电位。图2为mp1的栅极驱动电路driver2。由于sel＝1，所以mp4导通，mp5截止，第三节点电压vmax等于vout电位。mn1导通，将第二节点电压va接至零电位，mp1低阻导通。环路控制方式采用电感电流谷值控制模式，即采样mp0管的电流作为电流环路反馈。当vin接近和等于vout时，环路控制会让每个开关周期里mn0导通时间极短，mp0导通时间接近整个周期。由于电流采样是采样的上管mp0，因此不会受最小导通时间的限制，不会出现vout电压纹波变大的情况。

当vin大于vout时，最高电压选择比较器comp1输出sel＝0，mp2截止，mp3导通。mp0和mp1的体端接至vin电位。由于sel＝0，所以mp1栅极驱动电路driver2中mp4截止，mp5导通，第三节点电压vmax等于vin电位。mn1截止，第二节点va电压被偏置到比vin略低一些的电位上，比如vin-0.7v。第二节点va电压由mp6栅源电压差和mp7的栅源电压差决定。mp0和mn0仍按照正常的控制方式导通和截止，环路控制仍然维持电感电流谷值控制模式，电流采样仍采样mp0。由于va比vin低0.7v，假设mp0开启电压为-0.9v，那么负半周期第一节点sw高电平大约等于vin+0.2v，就可以让mp1导通续流，实现vout稳压，且vout纹波与和正常升压工作时的纹波基本一样，都是比较小的。同时负半周期sw高电平仅比vin高大约0.2v，消耗相对较小，因此转换效率相对较高。

在此指明，以上叙述有助于本领域技术人员理解本发明创造，但并非限制本发明创造的保护范围。任何没有脱离本发明创造实质内容的对以上叙述的等同替换、修饰改进和/或删繁从简而进行的实施，均落入本发明创造的保护范围。