一种均衡电压差可控的谐振均衡电路的制作方法

本实用新型涉及锂电池/超级电容电压均衡技术领域，尤其是一种均衡电压差可控的谐振均衡电路。

背景技术：

锂电池和超级电容作为储能元件，被广泛应用于电动汽车、分布式发电系统等领域。单个锂电池/超级电容(为便于说明，下文统称为电池)的额定电压较低，所以通常将大量的电池串联使用，为负载提供足够大的电压。但是，由于生产制造的原因，电池单体在内阻、电压、容量等性能方面具有不一致性。当电池组进行充放电时，这种不一致性会造成电池单体电压的不一致，进而导致电池组容量的浪费、降低电池的使用寿命。为了解决这种不一致性问题、提高电池的容量利用率并延长电池的使用寿命，需要在电池组中加入电压均衡电路。

现有的均衡电路主要分为能量耗散型和非能量耗散型。其中，能量耗散型均衡电路体积小、成本低，但是其均衡能量通过热能的形式消耗，均衡效率低。非能量耗散型均衡电路是利用电容、电感等非耗能元件作为传能媒介，实现能量从高压电池到低压电池的传输。其中，基于电容的开关电容均衡电路由于其结构简单、控制简单的优势，得到了广泛的研究。传统的开关电容均衡电路可以同时均衡多个电池，在电池间电压差较大时具有较快的均衡速度。但是，因为开关电容均衡电路的均衡电流随着电池间电压差的减小而减小，所以当电池间电压差较小时，开关电容均衡电路的均衡速度缓慢。而且，由于电池间的容量、内阻等的差异，以及电路的寄生参数的影响，使得开关电容均衡电路均衡后的电压差不可控，降低了均衡电路的均衡效果。谐振开关电容均衡电路通过电容和电感的谐振，可以增加电容和电池间的电压差，从而增大均衡速度。但是，当电池间的电压差减小时，与开关电容均衡电路相似的问题仍然存在于谐振开关电容均衡电路中。

技术实现要素：

本实用新型的目的是提供一种均衡电压差可控的谐振均衡电路。

实现本实用新型目的的技术方案如下：

一种均衡电压差可控的谐振均衡电路，包括三个以上结构相同的谐振开关电容单元，每个谐振开关电容单元配置一个电池；所述谐振开关电容单元，包括电容、电感和四个谐振开关，电容和电感串联构成谐振支路；第一谐振开关的第一端连接到电池的正极，第二端连接到第三谐振开关的第二端；第二谐振开关的第一端连接到电池的负极，第二端连接到第四谐振开关的第二端；谐振支路的两端分别连接到第一谐振开关的第二端和第二谐振开关的第二端；所有谐振开关电容单元的第三谐振开关的第一端相互连接，所有谐振开关电容单元的第四谐振开关的第一端相互连接；还包括一个自谐振开关，所述自谐振开关的第一端和第二端，分别连接到任意一个谐振开关电容单元的第二谐振开关的第二端和第一谐振开关的第二端。

进一步地，所述谐振开关和自谐振开关均为mos管，其源极为第一端，漏极为的第二端。

更进一步地，所有未连接自谐振开关的谐振开关电容单元，其第一谐振开关和第二谐振开关均替换为两个串联的mos管；所述两个串联的mos管，其源极相连，漏极分别构成谐振开关的第一端和第二端。

更进一步地，所有未连接自谐振开关的谐振开关电容单元，其第一谐振开关和第二谐振开关均替换为两个串联的mos管；所述两个串联的mos管，其漏极相连，源极分别构成谐振开关的第一端和第二端。

进一步地，所述谐振开关和自谐振开关均为两个串联的mos管；所述两个串联的mos管，其源极相连，漏极分别构成谐振开关的第一端和第二端。

进一步地，所述谐振开关和自谐振开关均为两个串联的mos管；所述两个串联的mos管，其漏极相连，源极分别构成谐振开关的第一端和第二端。

本实用新型的有益效果是：可以实现所有电池间的能量传输，使电池间的电压差快速减小；也可以实现电压最高的电池和电压最低的电池间的能量传输，同时由于自谐振开关的作用，使得均衡电路在电池间电压差较小时仍然有较大的均衡电流，保证了均衡速度。

附图说明

图1为本实用新型的电路结构图；

图2为实施例1的电路结构图；

图3a为实施例1的工作状态ⅰ；

图3b为实施例1的工作状态ⅱ；

图3c为实施例1的工作状态ⅲ；

图3d为实施例1的工作状态ⅳ；

图3e为实施例1的工作状态ⅴ；

图4为实施例1在均衡模式1下电容c1的电压、电流仿真波形；

图5为实施例1在均衡模式2下电容c1的电压、电流仿真波形；

图6为实施例1电池电压的仿真波形；

图7为实施例2的电路结构图；

图8a为实施例2的工作状态ⅰ；

图8b为实施例2的工作状态ⅱ；

图8c为实施例2的工作状态ⅲ；

图8d为实施例2的工作状态ⅳ；

图8e为实施例2的工作状态ⅴ；

图9为实施例2在均衡模式1下电容c1的电压、电流仿真波形；

图10为实施例2电池电压的仿真波形。

具体实施方式

下面结合附图对本实用新型的具体实施方式作进一步详细的描述。

一种均衡电压差可控的谐振均衡电路，包括依次串联的电池b1,b2,…,bn，其中n为大于等于3的正整数；还包括n个谐振开关电容单元和1个自谐振开关；其中，每个谐振开关电容单元结构相同；每个电池都与1个谐振开关电容单元相连接。

如图1所示，与电池bi(i＝1,2,…,n)连接的第i个谐振开关电容单元：包括1个电容ci、1个电感li和4个谐振开关si1、si2、si3、si4；第一个谐振开关si1和第三个谐振开关si3串联后，一端连接到电池bi的正极，另一端连接到公共连接点a；第二个谐振开关si2和第四个谐振开关si4串联后，一端连接到电池bi的负极，另一端连接到公共连接点b；电容ci和电感li串联后，一端连接到谐振开关si1和si3串联的中点处，另一端连接到谐振开关si2和si4串联的中点处；

均衡电路中的1个自谐振开关sr，并联在电容c1和电感l1串联支路的两端，具体连接方式为：一端连接到谐振开关s11和s13串联的中点处，另一端连接到谐振开关s12和s14串联的中点处。

除了上述的连接方式，自谐振开关sr还可以并联在任意一个谐振开关电容单元中电容和电感串联支路的两端。

上述谐振开关实现方式为：所有谐振开关均为单个mos管；每个谐振开关电容单元中，第一个mos管与第三个mos管的漏极相连接，第一个mos管的源极与电池的正极相连接，第三个mos管的源极连接到公共连接点a；第二个mos管与第四个mos管的漏极相连接，第二个mos管的源极与电池的负极相连接，第四个mos管的源极连接到公共连接点b；自谐振开关sr为单个mos管，其漏极与mos管s11和s13串联的中点相连接，源极与mos管s12和s14串联的中点相连接。

上述技术方案，通用的控制方法如下：

(1)根据对所有电池电压的检测结果，计算电池间的最大电压差δvbmax；

(2)当电池间的最大电压差δvbmax大于模式切换阈值电压δv1时，均衡电路工作于均衡模式1。均衡模式1包括工作状态i和工作状态ⅱ，每个状态的持续时间为均衡支路谐振周期的1/2。通过两个工作状态依次交替工作，可以实现所有电池间的能量传输；

(3)当电池间的最大电压差δvbmax小于等于模式切换阈值电压δv1时，均衡电路工作于均衡模式2。均衡模式2包括工作状态ⅲ、工作状态ⅳ和工作状态ⅴ，每个状态的持续时间为均衡支路谐振周期的1/2，即均衡电路的开关周期为均衡支路谐振周期的3/2。其中，在工作状态ⅲ控制l1c1支路与电压最低的电池相连的谐振开关导通，在工作状态ⅳ控制自谐振开关sr导通，在工作状态ⅴ控制l1c1支路与电压最高的电池相连的谐振开关导通。通过三个工作状态依次交替工作，可以实现最高电压电池向最低电压电池的能量传输；

(4)当电池间的最大电压差δvbmax小于均衡终止阈值电压δv2时，均衡过程结束。

上述谐振开关实现方式还可以为：谐振开关s21,s22,s31,s32,…,sn1,sn2为反向串联的两个mos管，且两个mos管的源极相连；其他谐振开关为单个mos管，mos管s11,s12的源极分别和电池b1的正、负极相连，mos管s13,s23,…,sn3的源极和公共连接点a相连，mos管s14,s24,…,sn4的源极和公共连接点b相连，mos管sr的漏极与mos管s11和s13串联的中点相连接，源极与mos管s12和s14串联的中点相连接。反向串联的两个mos管，也可以是漏极相连。

谐振开关和自谐振开关都可以为反向串联的两个mos管，两个mos管的源极相连或者漏极相连。

在上述控制方法中，对于不同的谐振开关实现方式，均衡模式2中谐振开关及自谐振开关的导通时序是相同的，但均衡模式1中谐振开关及自谐振开关的导通时序不同，区别如下：

对于所有谐振开关均为单个mos管的实现方式，在工作状态i控制谐振开关s11,s12,s21,s22,…,sn1,sn2导通，在工作状态ⅱ控制谐振开关s13,s14,s23,s24,…,sn3,sn4导通。在这种控制方式下，工作状态i中，所有的电容、电感串联支路分别与对应的电池并联，能量经过电感，在电池和电容之间传输；工作状态ⅱ中，所有的电容、电感串联支路相互并联，能量经过电感，在所有的电容之间传输。

对于部分谐振开关为反向串联的两个mos管的实现方式，若电压最高的电池为bi，则在工作状态i控制谐振开关s11,s12,…,s(i-1)1,s(i-1)2,s(i+1)1,s(i+1)2,…,sn1,sn2导通，在工作状态ⅱ控制mos管s13,s14,s23,s24,…,sn3,sn4和si1,si2导通；其中，i＝1,2,…,n；在这种控制方式下，工作状态i中，除电压最高的电池外，其他电池分别与对应的电容、电感串联支路并联，能量经过电感，在电池和电容之间传输；工作状态ⅱ中，所有的电容、电感串联支路与电压最高的电池相并联，能量经过电感，在电容和电压最高的电池间传输，同时在所有电容之间传输。

实施例1

以4电池、所有谐振开关均为单个mos管的均衡电路为实施例1，其电路结构图如图2所示。假设初始电池电压vb4>vb3>vb2>vb1，且δvbmax>δv1。此时，均衡电路工作于均衡模式1。该均衡模式下均衡电路的2个工作状态如下：

(1)工作状态i：控制信号控制谐振开关s11、s12、s21、s22、s31、s32、s41、s42导通；同时控制其余谐振开关和自谐振开关关断；如图3a所示。能量经过电感lm在电池bm和电容cm间传输；其中，m＝1,2,3,4。

(2)工作状态ⅱ：控制信号控制谐振开关s13、s14、s23、s24、s33、s34、s43、s44导通；同时控制其余谐振开关和自谐振开关关断；如图3b所示。能量经过电感l1、l2、l3和l4，在电容c1、c2、c3和c4之间传输。

当电池间的最大电压差变为δvbmax≤δv1时，均衡电路工作于均衡模式2。该均衡模式下均衡电路的3个工作状态如下：

(1)工作状态ⅲ：根据检测的电池电压，电压最低的电池为bj(j＝1,2,3,4)；控制信号控制谐振开关s13、s14、sj1、sj2、sj3、sj4(当j＝2,3,4时)导通或谐振开关s11、s12(当j＝1时)导通；同时控制其余谐振开关和自谐振开关关断；电容c1经过电感l1向电池bj传输能量。图3c所示，是电池b1电压最低时的均衡电路工作状态，其中谐振开关s11、s12导通，电容c1经过电感l1向电池b1传输能量。

(2)工作状态ⅵ：控制信号控制自谐振开关sr导通，同时控制所有谐振开关关断，如图3d所示。电容c1和电感l1产生谐振，电容电压方向由正变负。

(3)工作状态ⅴ：根据检测的电池电压，电压最高的电池为bk(k＝1,2,3,4,k≠j)；控制信号控制谐振开关s13、s14、sk1、sk2、sk3、sk4(当k＝2,3,4时)导通或谐振开关s11、s12(当k＝1时)导通；同时控制其余谐振开关和自谐振开关关断；电池bk经过电感l1向电容c1传输能量。图3e所示，是电池b4电压最高时的均衡电路工作状态，其中谐振开关s13、s14、s41、s42、s43、s44导通，电池b4经过电感l1向电容c1传输能量。

图4为实施例1在均衡模式1下电容c1的电压、电流仿真波形；图5为实施例1在均衡模式2下均衡电容c1的电压、电流仿真波形；图6为实施例1电池电压的仿真波形。电路的仿真参数：电容c1、c2、c3、c4都为10μf，电感l1、l2、l3、l4都为4.7μh，每个电容、电感串联支路的寄生电阻为120mω；均衡模式1的开关频率为23.25khz，均衡模式2的开关频率为15.5khz；模式切换阈值电压δv1＝0.2v，均衡终止阈值电压δv2＝1mv；以0.2f的电容代替电池；初始电压为vb1＝3.0v、vb2＝3.2v、vb3＝3.4v、vb4＝3.6v。

如图4所示，当均衡电路工作在均衡模式1时，电路有两个工作状态，工作状态i和ⅱ。在工作状态i，电容电流从零下降到最小值再变为零，能量从电容c1传输到电池b1，电容c1的电压下降；在工作状态ⅱ，电流从零上升到最大值再变为零，能量从电压高的电容传输到电容c1，电容c1的电压上升。

如图5所示，当均衡电路工作在均衡模式2时，电路有三个工作状态，工作状态ⅲ、ⅳ和ⅴ。在工作状态ⅲ，流过电容c1的电流从零下降到最小值再变为零，能量从电容c1传输到电池b1，电容c1的电压下降；在工作状态ⅳ，电容c1与电感l1发生谐振，流过电容c1的电流为负，电容c1的电压方向反向；在工作状态ⅴ，流过电容c1的电流从零上升到最大值再变为零，能量从电池b4传输到电容c1，电容c1的电压上升。

如图6所示，对于给定的电压分布，均衡电路先工作于均衡模式1，当电池间的最大电压差小于0.2v后工作于均衡模式2；均衡模式1在电池间的电压差减小时，均衡速度逐渐下降；均衡模式2在电池间的电压差较小时均衡速度比均衡模式1快；均衡电路的均衡时间为0.157s，均衡后的电池平均电压为3.291v，均衡后电池间的电压差为0.8mv。上述仿真结果表明，当电池间电压差较小时采用均衡模式2，可以提高均衡速度；而且，均衡后的电压差可以控制在设置的电压阈值1mv以内，实现了对均衡后电池间电压差的控制。

实施例2

以4电池、部分谐振开关为源极相连的两个mos管的均衡电路为实施例2，其电路结构图如图7所示。假设初始电池电压vb4>vb3>vb2>vb1，且δvbmax>δv1。此时，均衡电路工作于均衡模式1。该均衡模式下均衡电路的2个工作状态如下：

(1)工作状态i：根据检测的电池电压，电压最高的电池为bk(k＝1,2,3,4)；控制信号控制谐振开关sk1、sk2、s13、s14、s23、s24、s33、s34、s43、s44和自谐振开关sr关断；同时控制其余谐振开关导通。图8a所示，是电池b4电压最高时的均衡电路工作状态，其中谐振开关s11、s12、s21、s22、s31、s32导通，能量分别经过电感l1、l2、l3，在电池b1和电容c1，电池b2和电容c2，电池b3和电容c3，间传输。

(2)工作状态ⅱ：根据检测的电池电压，电压最高的电池为bk(k＝1,2,3,4)；控制信号控制谐振开关sk1、sk2、s13、s14、s23、s24、s33、s34、s43、s44导通，同时控制其余谐振开关和自谐振开关sr关断。图8b所示，是电池b4电压最高时的均衡电路工作状态，其中谐振开关s41、s42、s13、s14、s23、s24、s33、s34、s43、s44导通，能量经过电感l1、l2、l3，在电池b4和电容c1、c2、c3间传输。

当电池间的最大电压差变为δvbmax≤δv1时，均衡电路工作于均衡模式2。在该实施例下均衡模式2的工作状态是与实施例1中均衡模式2的工作状态相同的，即在相同的电池电压分布下，谐振开关和自谐振开关的导通状态相同；实施例2均衡模式2的三个工作状态分别如图8c、8d、8e所示，具体的工作状态描述请参照实施例1中的均衡状态2。

图9为实施例2在均衡模式1下电容c1的电压、电流仿真波形；图10为实施例2电池电压的仿真波形。电路的仿真参数与实施例1一致。

如图9所示，实施例2中均衡模式1下电容c1的电压、电流仿真波形与图4所示的实施例1中相应波形是相似的，但是电容电压、电流的大小是不同的。在相同时刻，图9中电容电压、电流的幅值均是高于图4中的电压、电流的幅值，说明在实施例2中的电路结构下，均衡电路在均衡模式1的均衡电流更大。

如图10所示，均衡电路先工作于均衡模式1，当电池间的最大电压差小于0.2v后工作于均衡模式2；均衡电路的均衡时间为0.088s，均衡后的电池平均电压为3.291v，均衡后电池间的电压差为0.9mv。说明实施例2的均衡结构也可以实现预期的均衡目标，将均衡后的电池间电压差控制在设置的阈值1mv内。同时，实施例2的均衡时间小于图6所示实施例1的均衡时间。其中，实施例2和实施例1在均衡模式2的时间基本相同，但是实施例2在均衡模式1的时间小于实施例1在均衡模式1的时间。上述结果说明，实施例2采用的结构和控制方法在均衡模式1下具有更快的均衡速度。

结合实施例1和实施例2的结果，可知本实用新型在不同的谐振开关实现方式下，使用的控制方法相似，但在均衡模式1的控制方法不同。实施例1中均衡模式1的控制方法适用于本实用新型的所有谐振开关实现方式，但其均衡速度较慢；实施例2中的控制方法，适用于部分谐振开关为双向可控开关或全部谐振开关、自谐振开关均为双向可控开关的实现方式，且这种控制方法的均衡速度较快。

综上，本实用新型通过结合两种均衡模式，可以解决传统开关电容均衡电路在电池间电压差较小时均衡速度慢的问题；同时，本实用新型可以将均衡后的电池间电压差控制在设置的电压差阈值内，解决了传统开关电容均衡电路均衡后电池间电压差不可控的问题。