用于电力转换装置的控制装置以及电动机驱动系统的制作方法

本文记载的实施方式主要涉及用于电力转换装置的控制装置、和电动机驱动系统。

本申请基于并要求2018年9月27日提交的美国临时专利申请62/737,125、和2019年1月31日提交的美国专利申请16/264,031的优先权，其全部内容通过引用并入本申请。

背景技术：

作为直接控制电动机的磁通和转矩的控制系统，已知有无差拍直接转矩和磁通控制(db-dtfc)系统。在db-dtfc系统中，在二维磁通空间中，对于电动机磁通能够指定的范围用圆表示，并且要求转矩的变化率的式子表示为直线。使用db-dtfc系统的控制装置通过利用磁通空间中的圆与直线之间的关系生成用于控制电动机的磁通和转矩的指令值来控制电力转换装置。在使用db-dtfc系统的控制装置中，期望以高精度控制感应电动机。

引用列表

专利文献

[专利文献1]美国专利no.9281772

技术实现要素：

技术问题

本发明的目的是提供一种用于电力转换装置的控制装置和电动机驱动系统，以提高对电动机的控制精度。

解决问题的方案

根据实施方式，用于驱动电动机的电力转换装置的控制装置包括驱动控制单元、驱动量调节单元、磁通观测器、电流观测器、和平均校正单元。所述驱动控制单元对电流进行控制，所述电力转换装置使得该电流流过电动机的定子绕组。所述驱动量调节单元计算规定所述电动机的驱动量的驱动量指令值，并基于计算出的所述驱动量指令值来控制所述电力转换装置。所述磁通观测器至少基于计算出的所述驱动量指令值，来计算所述电动机的定子磁通的第一估计值和所述电动机的转子磁通的第一估计值。所述电流观测器至少基于计算出的所述定子磁通的所述第一估计值来计算流过所述电动机的定子绕组的电流的第一估计值。所述平均校正单元包括第一转换处理单元、第二转换处理单元、和第三转换处理单元。所述第一转换处理单元基于所述电动机的同步/励磁角频率，根据第一规定转换规则来计算针对所述电动机的定子磁通的所述第一估计值的、所述电动机的定子磁通的第二估计值。所述第二转换处理单元基于所述电动机的所述同步/励磁角频率，根据第二规定转换规则来计算针对所述电动机的转子磁通的所述第一估计值的、所述电动机的转子磁通的第二估计值。所述第三转换处理单元基于所述电动机的所述同步/励磁角频率，根据第三规定转换规则来计算针对所述电动机的定子电流的所述第一估计值的、所述电动机的定子电流的第二估计值。所述驱动量调节单元至少基于针对所述电动机的转矩指令、所述电动机的定子磁通的所述第二估计值、所述电动机的转子磁通的所述第二估计值、和流过所述电动机的定子绕组的电流的所述第二估计值，来计算规定所述电动机的驱动量的控制量。

附图说明

图1是示出根据第一实施方式的电动机驱动系统的框图；

图2是示出根据第一实施方式的电流磁通估计单元的框图；

图3是示出根据第一实施方式的规定转换规则的图；

图4是示出根据第一实施方式的基于电动机的同步角频率应用规定转换规则的优点的图；

图5是示出根据第一实施方式的db-dtfc的时序图；

图6a是示出根据第一实施方式的电压/转矩控制的图。

图6b是示出根据第一实施方式的电压/转矩控制的图。

图7是示出根据第一实施方式的db-dtfc计算单元的框图；

图8是示出根据第一实施方式的第一变形例的电压/转矩控制的图；

图9是示出根据第一实施方式的第二变形例的电流磁通估计单元的框图；

图10是示出根据第二实施方式的电动机驱动系统的框图；

图11是示出根据第二实施方式的db-dtfc计算单元的框图；

图12是示出根据第三实施方式的电动机驱动系统的框图；

图13是示出根据实施方式的控制装置的框图；

图14是示出根据第一实施例的电动机驱动系统的评价结果的图；

图15是示出根据第二实施例的电动机驱动系统的评价结果的图；

图16是示出根据比较例的电动机驱动系统的评价结果的图；

图17是示出转矩的阶跃响应试验的评价结果的图。

图18是示出电流观测器的评价结果的图。

图19是示出根据实施方式的变量之中的复矢量变量的图；

图20是示出根据实施方式的变量之中的标量变量的图；

图21是示出根据实施方式的变量之中的标量变量的图；以及

图22是示出根据实施方式的在电流观测器的计算中补偿滞后量的优点的图。

具体实施方式

在下文中，将参照附图描述根据实施方式的用于电力转换装置的控制装置和电动机驱动系统。以下描述的电力转换装置和电动机驱动系统向电动机供应规定的ac电力。

在以下描述中，将根据实施方式的电动机驱动系统识别为离散时间系统模型。作为表示用于识别计算周期的时程(timehistory)的变量，将使用k，(k+1)和(k+2)。相对于作为计算周期的起点的时间点k，单位时间的未来时间点表示为时间点(k+1)，而未来时间再增加一个单位时间的时间点将表示为时间点(k+2)。时间点(k+1)和时间点(k+2)之间的任何给定时间点(第三时间点)可以表示为时间点(k+α)。在此，α可以是1至2的实数，并且1.5是其代表值。在该实施方式中，在从以时间点(k+1)(第一时间点)为起点到时间点(k+1)之后的时间点(k+2)(第二时间点)分配的计算周期中，可以使用在时间点(k+α)预测状态的估计值。以时间点(k+1)为起点的计算周期称为当前周期，以时间点k为起点的计算周期称为前一个周期，以时间点(k+2)为起点的周期称为下一个周期。

例如，可以在时间点(k+1)对基于在时间点k切换的控制周期中的电动机2的操作状态的状态量进行采样，并且该采样结果的数据和从采样结果生成的指令值等的数据将被称为时程数据。

(第一实施方式)

接下来，将描述电动机驱动系统1的配置的示例。图1是示出根据实施方式的电动机驱动系统1的框图。

电动机驱动系统1例如包括电动机2、电力转换装置3、电流检测器9a、电流检测器9b和控制装置10。如图1所示，电动机驱动系统1从交流电源5(g)接收电力。控制电力转换装置3的控制装置10被应用于电动机驱动系统1。

电动机2例如是三相感应电动机(im)。电动机2的轴与附图中未示出的负载的轴机械地联结。例如，电动机2的转子通过提供给定子绕组的三相交流电而旋转，从而使负载的轴旋转。传感器2a布置在电动机2的轴上。传感器2a例如包括旋转分解器(resolver)、速度传感器等。传感器2a检测电动机2的轴的旋转，并输出轴的角度(相位)或角速度。在电动机2中未设置扭矩传感器。

电力转换装置3例如包括整流器6、电容器7、和电力转换单元8。整流器6将从交流电源5提供给整流器6的交流输入的交流电整流。dc链路连接到整流器6的直流输出。电容器7与dc链路一起配置。电容器7使施加到dc链路的电压平滑。

电力转换单元8的dc输入连接到dc链路。电力转换单元8将通过dc链路提供的dc电力转换为三相ac电力，并且将三相ac电力从电力转换单元8的ac输出提供给电动机2。电力转换单元8是电压型逆变器(inverter)。例如，电力转换单元8根据来自控制装置10的脉冲宽度调制(pwm)控制而被驱动，这将在后面描述。电力转换单元8由控制装置10以可变电压可变频率(vvvf)控制，并且调整电动机2的速度等。

电力转换单元8包括与ac输出的三相对应的电力转换电路。电力转换电路针对每个相包括上支路(arm)和下支路。上支路和下支路均包括一个开关装置。

电流检测器9a针对v相布置在电力转换单元8的输出侧。电流检测器9a检测v相定子电流ivs。电流检测器9b相对于w相布置在电力转换单元8的输出侧。电流检测器9b检测w相定子电流iws。尽管图中所示的电流检测器9a和9b分别布置用于两相，但是这些电流检测器可分别布置成用于三相。

控制装置10基于由主机装置给出的指令值和由电流检测器9a和9b获取的检测结果来控制电力转换装置3。

这里，将描述控制装置10所使用的坐标系。

由控制装置10执行的控制根据目的使用多个坐标系，即第一至第三坐标系。

第一坐标系是三相坐标系。三相坐标系包括基于电动机2的定子绕组的电压(定子电压)的三相分量。例如，电动机2的定子电压可以使用包括u相、v相和w相的三相分量(三相信号分量)来表示。当将电动机2的定子电压表示为相对于原点的规定平面上的向量时，相的电压向量之间具有2π/3的角度差，并且从原点(中心)放射状地绘制。

第二坐标系是dqs轴坐标系。dqs轴坐标系包括彼此正交的ds轴和qs轴。例如，可以将三相坐标系和dqs轴坐标系以以下方式设置在规定平面上，即以dqs轴坐标系的原点为基准，将dqs轴坐标系的qs轴的方向配置成与定子的u相的电压矢量的方向一致。将三相坐标系的三相信号分量变换为dqs轴坐标系的ds轴和qs轴的两相信号分量的算术运算称为“dqs轴变换”。根据“dqs轴变换”，将三相信号分量变换为ds轴和qs轴的两相信号分量。将dqs轴坐标系的ds轴和qs轴的两相信号分量变换成三相坐标系的三相信号分量的算术运算称为“dqs轴逆变换”。根据“dqs轴逆变换”，将ds轴和qs轴的两相信号分量变换为三相信号分量。例如，基于定子磁通来定义dqs轴坐标系的原点。

第三坐标系是重新对齐的坐标系(re-alignedcoordinatesystem)。与第二坐标系(定子侧坐标系)相似，重新对齐的坐标系包括彼此正交的ds轴和qs轴。将定子侧坐标系的ds轴和qs轴的两相信号分量转换为重新对齐的坐标系的ds轴和qs轴的两相信号分量的算术运算称为“ras轴变换”。根据“ras轴变换”，将定子侧坐标系的ds轴和qs轴的两相信号成分变换重新对齐的坐标系的ds轴和qs轴的两相信号分量。将重新对齐的坐标系的ds轴和qs轴的两相信号分量转换为定子侧坐标系的ds轴和qs轴的两相信号分量的算术运算称为“ras轴逆变换”。根据“ras轴逆变换”，将重新对齐的坐标系的ds轴和qs轴的两相信号分量转换为定子侧坐标系的ds轴和qs轴的两相信号分量。重新对齐的坐标系在db-dtfc中使用，稍后将进行描述。在该实施方式中，定义重新对齐的坐标系的轴的方向的方法包括两种技术：使用以定子磁通为基准的技术；和以转子磁通为基准的技术。稍后将描述重新对齐的坐标系的细节。例如，基于定子磁通来定义重新对齐的坐标系的原点。

在图19至图21中，将描述在举例说明实施方式的式和附图中使用的变量。图19是示出根据实施方式的变量中的复矢量变量的图。图20和图21是示例性示出根据实施方式的变量中的标量变量的图。

例如，在该实施方式中，将dqs轴坐标系中的定子磁通的估计值表示为定子qds轴磁通估计值λqds_s_est。在此，“λ”表示磁通量。在其后缀的第一部分中的“qds”表示dqs轴坐标的qs轴分量和ds轴分量。后缀第二部分中的“s”表示定子侧的静止坐标系(以下称为定子侧坐标系)。定子qds轴磁通量λqds_s汇总地表示dqs轴坐标的两相分量。在上述情况下，两相分量包括两个分量，即定子qs轴磁通量λqs_s和定子ds轴磁通量λds_s。定子qs轴磁通量λqs_s表示定子磁通的定子侧dqs轴坐标系中的q轴分量。定子ds轴磁通量λds_s表示定子磁通的定子侧dqs轴坐标系中的d轴分量。在某些情况下，由两相分量表示的信息可以作为复向量空间中的向量值共同处理。后缀第三部分的“est”代表估计值。用于识别时间顺序信息的信息写在第三部分后面的括号内。除了上述在第三部分中表示的那些以外，还有指令值(com)、微分值(点)、检测值(det)、平均值(ave)等。

在以下计算式和附图中，可以使用与本说明书中使用的符号不同的符号。例如，定子qds轴磁通估计值λqds_s_est可以如式(1)所示。

[数学式1]

以上所示的式(1)中所示的“λ”的下标“qds”表示dqs轴坐标的两相分量的信息。“λ”的上标“s”表示定子侧坐标系的信息。此外，“λ”上方的“^”表示估计值。除上述以外，字符上方的符号包括“.”代表微分值。指令值在上标中使用“*”表示。表示复向量的变量包括上述的磁通量λ、电压v和电流i。有关其他细节，请参考图19至21。

现回到图1，描述控制装置10。

例如，控制装置10包括运动控制器12、速度/相位估计单元13、db-dtfc计算单元14(驱动量调节单元)、第一坐标变换单元15、pwm控制器16(驱动控制单元)、第二坐标变换单元17、转差频率(slipfrequency)估计单元18、加法器单元19、电流磁通估计单元20、延迟运算单元23、延迟运算单元26、乘法单元27、和平均校正单元30。

运动控制器12基于转子角速度指令值(机械角)ωrm_com(k+1)和转子角速度估计值(机械角)ωrm_est(k+1)来计算气隙转矩指令值te_com(k+1)。例如，转子角速度指令值(机械角)ωrm_com(k+1)可以从控制装置10外部的装置(主机)提供。转子角速度估计值(机械角)ωrm_est(k+1)由将在随后描述的速度/相位估计单元13提供。以下，将转子角速度估计值(机械角)ωrm_est简称为转子角速度估计值ωrm_est。运动控制器12计算气隙转矩指令值te_com(k+1)，从而使得转子角速度估计值ωrm_est(k+1)符合转子角速度指令值(机械角)ωrm_com(k+1)。气隙转矩指令值te_com(k+1)是后述的db-dtfc计算单元14的指令值。

速度/相位估计单元13例如基于由传感器2a提供的转子机械角θrm(k)，计算出转子角速度估计值ωrm_est(k+1)和转子角估计值(电度)θr_est(k+1)。以下，将转子角估计值(电度)θr_est简称为转子角估计值θr_est。

例如，速度/相位估计单元13包括估计电动机2的旋转状态的运动观测器(motionobserver)。运动观测器等效于零滞后滤波器(zerolagfilter)，并且降低了输出信号相对于输入信号的滞后，从而使得该滞后变得小于通常使用的一阶滞后滤波器的滞后。换句话说，速度/相位估计单元13降低了转子角速度估计值ωrm_est(k+1)和转子角估计值θr_est(k+1)相对于转子机械角θrm(k)的滞后。速度/相位估计单元13根据过去的时间点例如在时间点k的包括传感器2a的检测滞后的状态量，通过一次采样来估计在某个时间点(k+1)，即未来某个时间点的状态量的值。转子角速度估计值ωrm_est(k+1)和转子角估计值θr_est(k+1)分别用作当前状态量的值的估计值。速度/相位估计单元13能够通过使用这样的运动观测器来获取包括低噪声分量的输出信号。

例如，速度/相位估计单元13将转子角速度估计值ωrm_est(k+1)提供给运动控制器12和乘法单元27。由乘法单元27变换后的转子角速度估计值ωr_est(k+1)被提供给db-dtfc计算单元14、加法器单元19、和电流磁通估计单元20。速度/相位估计单元13将转子角估计值θr_est(k+1)提供给延迟运算单元26。将由延迟运算单元26延迟的转子角估计值θr_est(k)提供给电流磁通估计单元20。

应当注意，可以将相位和角速度中的任何一个输入到上述运动观测器。当将相位传感器用作传感器2a时，由速度/相位估计单元13接收的输入信号例如是相位θrm(k)。当使用速度传感器作为传感器2a时，速度/相位估计单元13接收的输入信号例如是角速度ωr(k)。脉冲发生器(plg)是速度传感器的一个示例。

当不使用诸如传感器2a的物理传感器时，可以将位置跟踪观测器用作速度/相位估计单元13。在这种情况下，作为输入到位置跟踪观测器的输入信号，可以是电流、电压和磁通中的任何一种。有关位置跟踪观测器配置的示例，请参见yangxu等人的“extendinglowspeedself-sensingviafluxtrackingwithvolt-secondsensing”，[在线]，2018年，ieee，[于2018年9月13日检索]，互联网(url:https://ieeexplore.ieee.org/document/8344841)。

db-dtfc计算单元14(在附图中示为db-dtfc)为根据无差拍直接转矩和磁通控制(db-dtfc)系统控制电动机2的控制器。db-dtfc计算单元14至少基于电动机2的转矩指令、电动机2的定子磁通的估计值、和电动机2的定子磁通的基准值，来计算定义电动机2的驱动量的驱动量指令值。

例如，db-dtfc计算单元14具有气隙转矩指令值te_com(k+1)、定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k+α)、定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+α)、转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+α)、定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)、转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+1)、定子qds轴磁通指令值λqds_s_com(k+2)作为输入变量，并基于上述输入变量来计算定子qds轴电压指令值vqds_s_com(k+1)。气隙转矩指令值te_com(k+1)由运动控制器12提供。定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k+α)、定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+α)、和转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+α)由将在下文描述的平均校正单元30提供。定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)和转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+1)由将在下文描述的电流磁通估计单元20提供。定子qds轴磁通指令值λqds_s_com(k+2)例如可以由主机装置提供，或者可以在控制装置10中计算出。气隙转矩指令值te_com(k+1)是电动机2的转矩指令的一个示例。定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k+α)是电动机2的定子电流的第二估计值的一个示例。定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k+1)和定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k+α)是电动机2的定子电流的估计值的一个示例。定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+α)是电动机2的定子磁通的估计值的一个示例。定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)和定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+α)是电动机2的定子磁通的估计值的一个示例。转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+α)是电动机2的转子磁通的估计值的一个示例。转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+1)和转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+α)是电动机2的转子磁通的估计值的一个示例。定子qds轴磁通指令值λqds_s_com(k+2)是电动机2的定子磁通的基准值的一个示例。例如，在时间点(k+1)获取气隙转矩指令值te_com(k+1)。

当db-dtfc计算单元14计算定子qds轴电压指令值vqds_s_com(k+1)时，db-dtfc计算单元14参照转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+α)进行ras坐标变换和ras坐标逆变换。稍后将对此进行描述。

db-dtfc计算单元14将计算出的定子qds轴电压指令值vqds_s_com(k+1)输出到第一坐标变换单元15和延迟运算单元23。db-dtfc计算单元14基于定子qds轴电压指令值vqds_s_com(k+1)来控制电力转换装置3。

第一坐标变换单元15将作为定子qds轴坐标系中的电压指令值的定子qds轴电压指令值vqds_s_com(k+1)转换为三相定子电压指令值vus_s_com(k+1)、vvs_s_com(k+1)和vws_s_com(k+1)，它们是三相定子坐标系(固定坐标系)中的电压指令值。由第一坐标变换单元15执行的变换是“dqs轴逆变换”。

pwm控制器16将基于定义电动机2的驱动量的驱动量指令值的控制信号输出至驱动电动机2的电力转换装置3。pwm控制器16例如将由第一坐标变换单元15变换的三相定子电压指令值vus_s_com(k+1)，vvs_s_com(k+1)和vws_s_com(k+1)与载波信号进行比较，并且使用脉冲宽度调制(pwm)为电力转换单元8生成选通脉冲gp。图1中示出的pwm控制器16将每个开关装置的选通脉冲gp输出到电力转换单元8的开关装置。

第二坐标变换单元17对从电流检测器9a和9b提供的定子电流ivs和iws进行离散时间变换，并且将定子电流转换为定子qds轴坐标系中的定子qds轴电流检测值iqds_s_det(k)。由第二坐标变换单元17执行的变换是“dqs轴变换”。

例如，使用以下式执行dqs轴变换。基于定子电流ivs和iws计算定子电流ius。通过两相变换获得的三相定子电流ius、ivs和iws与定子电流iqs_s和ids_s之间的关系由以下式(2)表示。以下式(2)表示的变换与通常使用的clarke变换不同。请注意，dqs轴逆变换是公式(2)中表示的变换的逆变换。

[数学式2]

ius+ivs+iws＝0

转差频率估计单元18基于由下文将描述的计算块1410(估计转矩计算单元)计算的气隙转矩估计值te_est(k+1)、由下文将描述的磁通观测器22计算的转子qds轴磁通的较大幅度的估计值λqdr_s_est(k+1)的振幅值和转子电阻rr，计算出与电动机2的转差率有关的转差角频率估计值ωsl_est(k+1)。可替代地，例如，转差频率估计单元18可以使用用于转差角频率估计的常用计算方法来计算转差角频率估计值ωsl_est(k+1)。

加法器单元19通过将由转差频率估计单元18计算出的转差角频率估计值ωsl_est(k+1)与转子角速度估计值ωr_est(k+1)相加，来计算电动机2的同步角频率估计值ωe_est(k+1)。

电流磁通估计单元20例如包括电流观测器21和磁通观测器22。

电流观测器21至少基于驱动量指令值和定子磁通的估计值来计算流过电动机2的定子绕组的电流的估计值。例如，驱动量指令值是由db-dtfc计算单元14计算出的定子qds轴电压指令值vqds_s_com。

电流观测器21基于在上述计算过程中由随后将进行描述的磁通观测器22计算出的定子磁通的估计值的时程数据而输出具有减小的波动的定子电流的估计值。例如，上述定子磁通的估计值是作为时间顺序信息的定子qds轴磁通估计值λqds_s_est。

譬如，电流观测器21具有由延迟运算单元23保持的定子qds轴电压指令值vqds_s_com(k)、由磁通观测器22计算出的定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)、由第二坐标变换单元17变换的定子qds轴电流检测值iqds_s_det(k)、以及由乘法单元27计算出的转子角速度估计值ωr_est(k+1)作为输入变量，并基于上述输入变量计算定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k+1)。

上述的定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)是定子磁通的第一估计值的示例。定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k)是定子磁通的前一周期估计值的示例。在从与时间点(k+1)相对应的当前周期的计算过程开始的与过去时间相对应的前一周期计算过程中，电流观测器21进行以定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k)(过去的估计值)作为输入变量的计算。电流观测器21将上述定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k)用于当前周期的计算过程。电流观测器21包括计算块218。计算块218例如包括零阶保持电路。稍后将描述电流观测器21的细节。

磁通观测器22至少基于由db-dtfc计算单元14计算出的驱动量指令值和电力转换装置3的输出电流，至少算出电动机2的定子磁通的估计值。磁通观测器22可以将流过电动机2的定子绕组的电流的估计值用作计算电动机2的转子磁通的估计值的变量之一，并计算出电动机2的转子磁通的估计值。磁通观测器22可以进一步使用转子角估计值θr_est(k)(简称为转子角度θr(k))来计算电动机2的定子磁通的上述估计值。磁通观测器22可以进一步使用转子角θr(k)至少计算电动机2的定子磁通的估计值。磁通观测器22使用电动机2的定子磁通的估计值来计算电动机2的转子磁通的估计值。上述的电力转换装置3的输出电流是电力转换装置3的输出电流的测量值以及基于电力转换装置3的输出电流而生成的数据。

例如，磁通观测器22具有包括由延迟运算单元23保持的定子qds轴电压指令值vqds_s_com(k)、由第二坐标变换单元17转换的定子qds轴电流检测值iqds_s_det(k)、由电流观测器21计算出的定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k+1)和转子角估计值θr_est(k)的变量，并且基于上述输入变量，计算出定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)和转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+1)。定子qds轴电压指令值vqds_s_com(k)是由db-dtfc计算单元14计算出的驱动量指令值的示例。定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k+1)是电力转换装置3的输出电流的示例。定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)是电动机2的定子磁通的第一估计值的示例。稍后将描述磁通观测器22的细节。

延迟运算单元23将由db-dtfc计算单元14计算出的定子qds轴电压指令值vqds_s_com(k)保持在存储单元中，直到下一周期的计算为止。延迟运算单元23将保持在存储单元中的定子qds轴电压指令值vqds_s_com(k)输出到电流磁通估计单元20，以计算在随后的阶段中由每个单元执行的当前周期的计算。定子qds轴电压指令值vqds_s_com(k)是基于驱动量指令值计算出的第二值的示例。

延迟运算单元26将由速度/相位估计单元13计算出的转子角估计值θr_est(k+1)保持在存储单元中，直到进行下一周期计算为止。延迟运算单元26输出预先保持的转子角估计值θr_est(k)，以计算在随后的阶段中由每个单元执行的当前周期的计算。

乘法单元27通过将速度/相位估计单元13计算出的转子角速度估计值ωrm_est(k+1)乘以为极对数的(p/2)，从而计算出转子角速度估计值ωr_est(k+1)。在此，“p”是极数。

平均校正单元30接收包括定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k+1)、定子qds轴电流估计值λqds_s_est(k+1)、和由电流磁通估计单元20计算出的转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+1)的输入变量，并且生产定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k+α)、定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+α)、以及基于由加法器单元19计算出的同步角频率估计值ωe_est(k+1)而校正的转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+α)。平均校正单元30例如包括第一转换处理单元31、第二转换处理单元32、和第三转换处理单元33。平均校正单元30产生的计算结果用于以后的阶段中由db-dtfc计算单元14进行的计算。平均校正单元30的细节将在后面描述。

这里，将描述根据实施方式的控制装置10的概况。

例如，通过使用如下的电流磁通估计单元20，控制装置10提高了对电流的估计精度和磁通量的估计精度。

1:电流观测器21使用定子磁通的估计值作为用于估计定子电流的输入信息。

2:电流观测器21将定子磁通的输入信息转换成离散时间系统中的时间顺序信息，并估计与上述输入信息相对应的电流值。在该计算过程中，电流观测器21对要被转变为时间顺序信息的连续输入信息进行滤波。

电流磁通估计单元20通过进一步提高定子电流的估计精度来提高转子磁通的估计精度。如上所述，db-dtfc计算单元14通过至少使用电动机2的定子磁通的估计值来计算限定电动机2的驱动量的驱动量指令值。进一步提高磁通量的估计精度可以有助于提高基于磁通量计算的转矩的估计精度。由于db-dtfc计算单元14计算扭矩的估计值并且将其结果用于扭矩控制，所以定子电流的估计的准确性可以有助于提高扭矩控制的准确性。

例如，通过使用在与离散时间处理有关的采样时间点不同的时间点的与电动机2的估计状态量有关的信息作为db-dtfc计算单元14的输入信息，控制装置10提高了转矩估计的精度和用于电动机2的电压指令的精度。

可以定义在时间轴方向上不同于采样时间点的时间点，并且在定义的时间点处的信息被给予db-dtfc计算单元14。例如，虽然由电流磁通估计单元20估计的信息是上述采样时间点的信息，但是平均校正单元30可以将信息校正为与时间轴方向上的采样时间点不同的时间点处的信息。

在下文中，将顺序描述其细节。

图2是示出根据实施方式的电流磁通估计单元20的框图。

电流磁通估计单元20包括电流观测器21和磁通观测器22。

电流观测器21例如包括计算块210、计算块211(平均计算单元)、计算块212、计算块213、计算块214、计算块215、计算块216、计算块217、和计算块218。

计算块211使用定子qds轴磁通估计值λqds_s_est的时程数据来计算移动平均值，从而平滑定子qds轴磁通估计值λqds_s_est。例如，计算块211是电流观测器21的采样器，并且可以导出所获取的值的平均值。在更具体的示例中，计算块211将磁通观测器22在前一(k)计算周期中计算出的定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k)(转子磁通的前一周期估计值)存储在存储单元中。在完成稍后将描述的对平均值的计算之后，计算块211将储存在存储单元中的值从定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k)更新为定子qds轴磁场估计值λqds_s_est(k+1)。计算块211暂时储存定子qds轴磁场估计值λqds_s_est(k+1)，直到其用于下一个(k+2)计算周期的计算为止。计算块211在下一(k+2)计算周期的计算中使用定子qds轴磁场估计值λqds_s_est(k+1)。

计算块211基于储存在存储单元中的定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k)(定子磁通的前一周期估计值)和定子qds轴磁通估计值(定子磁通的第一估计值)，计算出作为定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k)和定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)的平均值的移动时间平均值λqds_s_ave(k)(简称为移动时间平均值λave)。定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k)和定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)是由磁通观测器22计算出的电动机2的转子磁通的估计值的示例。

如上所述，计算块211最好使用两个采样，即定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k)和定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)，用于移动平均值计算。计算块211使用两个采样的原因是为了无延迟地获得物理系统的移动时间平均值λave的准确估计。例如，当使用定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)而不进行移动平均值计算时，这将导致相位超前。当用于移动平均值计算的采样数量超过两个采样时，这将导致相位滞后。因此，计算块211优选使用两个采样进行移动平均计算。当采样频率fs(fs是采样周期ts的倒数)足够高于基本频率f1(同步角频率ωe)时，由电流观测器21构成的数学模型是准确的。然而，当不能使采样频率fs足够高于基本频率f1时，由电流观测器21构成的数学模型不准确，并且如下所述，更可能发生极限环。

极限环可能会出现在离散时间系统中。极限环是与采样频率fs同步地发生输出值的周期性振动的现象。随着采样频率fs与基频f1的比率(fs/f1)减小，极限环趋于具有更大的幅度。例如，当计算周期(采样周期ts)增加时或当基频f1增大时，比率(fs/f1)减小。

计算块211具有通过取两个连续采样的移动时间平均值来抑制采样频率fs的一半的频率分量的效果。即使当上述比率(fs/f1)变高，并且该极限环出现在采样目标的信号中时，计算块211也会通过计算移动时间平均值来降低具有振动特性的噪声的影响。

计算块212基于移动时间平均值λave和转子速度ωr来计算电压校正值vqds_s_comp1(k)(简称为电压校正值vcomp1)。例如，计算块212通过将移动时间平均值λave乘以式(3)表示的传递函数来计算电压校正值vcomp1，该式具有包括转子电阻rr、转子绕组电感lr和转子速度ωr的变量。

[数学式3]

上面所示的式(3)是转子速度ωr的值恒定的情况下的近似方程式。可选地，例如，上述转子速度ωr的值可以替换为以下任意一种：转子角速度估计值ωr_est(k)、转子角速度估计值ωr_est(k+1)、通过基于上述值中的任一个使用规定转换规则执行转换而获得的值、和基于转子角速度估计值ωr_est(k)和转子角速度估计值ωr_est(k+1)这两者的值定义的值。在上述情况下，可以更新转子速度ωr的值。

计算块213是加法器。计算块213将计算块212计算出的电压校正值vcomp1、定子qds轴电压指令值vqds_s_com、计算块215获取的计算结果、以及计算块216获取的计算结果相加，并且输出相加的结果作为电压和值vqds_s_sum(k+1)(简称为电压和值vqds_sum)。

例如，计算块213至少可以将由计算块212计算出的电压校正值vcomp1和定子qds轴电压指令值vqds_s_com(k)相加，并将相加的和设置为电压和值vqds_s_tot(简称为作为电压和值vtot)。由计算块212计算出的电压校正值vcomp1是基于移动时间平均值而计算出的第一值的示例。定子qds轴电压指令值vqds_s_com是驱动量指令值的示例。

计算块210是延迟运算电路。计算块210保持由电流观测器21在先前的计算周期中计算的估计结果。例如，计算块210所保持的值是定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k)。

计算块214是减法器。计算块214从由第二个坐标变换单元17计算出的定子qds轴电流检测值iqds_s_det(k)减去作为电流观测器21获取的先前计算周期的估计结果的定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k)，并输出其差值(偏差δiqds)。计算块215通过将其乘以增益k3来放大由计算块214计算出的偏差δiqds。计算块216针对上述偏差δiqds以增益k4进行积分运算。计算块215和计算块216形成与电流观测器21有关的比例积分型补偿器。计算块215和计算块216生成校正量，使得定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k)与定子qds轴电流检测值iqds_s_det(k)相符。由计算块215和计算块216获取的计算结果被添加到上述计算块213中。

计算块217将由计算块213计算的电压和值vqds_sum除以(χσls)，并输出其商。在此，如以下的式(4)所示那样定义χ。σ表示泄漏系数。ls表示定子绕组电感。

[数学式4]

计算块218具有包括锁存器接口的特性的增益特性。锁存器接口的特性是执行输入信号的零阶保持的特性。计算块218对计算块217获取的计算结果进行零阶保持，并且基于零阶保持的结果计算流过电动机2的定子绕组的电流的定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k+1)(流过电动机的定子绕组的电流的第一估计值)。计算块217获取的计算结果是基于上述移动时间平均值λave计算的值的示例。例如，计算块218通过将由计算块217获取的计算结果乘以具有变量a1的式(5-1)中表示的传递函数，来计算定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k+1)。变量a1的一个例子在式(5-2)中表示。

[数学式5]

将继续对电流观测器21的配置进行描述。

在下面的描述中，将描述电流观测器21的计算块210和计算块214中省略了计算块216的基本范围。

电流观测器21使用计算块218的锁存器接口将连续系统转换为离散系统。该锁存器接口用作零阶保持函数。由于作为输入到电流观测器21的电压的定子qds轴电压指令值vqds_s_com是基于指令值的，因此正常运算时的定子qds轴电压指令值vqds_s_com的变动较小。同时，磁通量输入的定子qds轴磁场估计值λqds_s_est可以包括测量值的分量(定子qds轴电流测量值iqds_s_det(k))。由于这个原因，尽管电流观测器21可以获取相对准确的电压输入值，但是磁通输入可能受到外部干扰等的影响。因此，对于磁通输入，电流观测器21对当前周期获取的值和上一个周期获取的值取移动平均值，以便即使在低fs/f1比率下也获得精确的磁通估计值，没有相位超前或滞后。

在下面的式(6)中表示在连续时间系统中定义的电流观测器的方程式。在此，“p”表示微分算子。

[数学式6]

在下面的式(7)中定义上述式(6)中的定子电压的项(第一项)和定子磁通的项(第二项)之和vtot。通过将式(7)变换为包括平均值计算的离散时间系统的式，可以将式(7)重写为式(8)。

[数学式7]

[数学式8]

通过使用上述式(7)，将式(6)重写为式(9)。

[数学式9]

通过对式(9)应用拉普拉斯变换(laplacetransformation)，可以获得式(10)。式(10)中的“s”表示拉普拉斯算子。

[数学式10]

这里，应用具有以下式(11)作为初始条件的锁存器接口。

[数学式11]

因此，上述式(10)被变换为以下式(12)。

[数学式12]

如上所述的式(12)中的“χ”被定义为在以下式(13)中所表示。

[数学式13]

根据拉普拉斯逆变换，将s域中的式(12)变换为时域中的式(14)。

[数学式14]

将上述式(14)变换为离散时间系统的式(15)。该式(15)是表示电流观测器21的基本特性的方程式的示例。

[数学式15]

上述的计算块210、计算块212、计算块213、计算块214、计算块215、计算块216、计算块217、和计算块218是电流估计值计算单元的示例。计算块210、计算块212、计算块213、计算块214、计算块215、计算块216、计算块217和计算块218基于为电动机2的定子磁通的平均值的移动时间平均值λave，计算出流过电动机2的定子绕组的电流的估计值(流过电动机的定子绕组的电流的第一估计值)。

计算块218是平滑计算单元的示例，其在离散时间控制中平滑上述观测器的连续输出值。借助计算块218，电流观测器21输出通过计算块218平滑的定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k+1)。电流磁通估计单元20和电流观测器21是包括计算块218的观测器的示例。

由于在将定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)转换为离散时间模型的平均值的近似计算过程中包含并执行了对定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)移动平均的过程，因而电流观测器21可以通过简单的处理来提高定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k+1)的估计精度。定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)是用于估计定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k+1)的输入信息的示例。

将适合于电动机2的特性的常数定义为图2所示的计算块215的增益k3和计算块216的增益k4，从而可以使电流观测器21的特性更接近实际电动机2的特性，并且可以减小外部干扰的影响。在上述情况下，上述式(15)可以被变换为包括增益k3和增益k4中的至少任何一个的式。计算块210和计算块214中可以省略计算块216的一部分或全部计算块216。

接下来，将描述磁通观测器22。例如，图2所示的磁通观测器22包括第一磁通估计单元221和第二磁通估计单元222。

下面将描述第一磁通估计单元221。

第一磁通估计单元221基于为测量值的定子qds轴电流测量值iqds_s_det(k)和转子角θr(k)、以及根据规定模型定义的计算式，计算出由电动机2的定子绕组产生的磁通的估计值(转子qds轴磁通估计值λqdr_s_cmest(k))。第一磁通估计单元221使用具有转子角θr(k)作为基准相位的旋转坐标系。

例如，第一磁通估计单元221包括坐标变换块2211、计算块2212、和坐标变换块2213。

坐标变换块2211将定子qds轴电流测量值iqds_s_det(k)转换为作为使用转子角θr(k)作为基准相位的旋转坐标系的变量的定子qdr轴电流测量值iqds_r_det(k)。

计算块2212通过将以下式(16)表示的传递函数乘以由坐标变换块2211计算出的定子qds轴电流测量值iqds_r_det(k)，来计算转子qdr轴磁通估计值λqdr_r_est(k)。计算块2212的传递函数是通过使用电动机2的电流模型在离散时间系统中用方程式表示电动机2的磁通观测器而获得的。

[数学式16]

坐标变换块2213将由计算块2212计算出的转子qdr轴磁通估计值λqdr_r_est(k)变换为使用转子角θr(k)作为基准相位的静态坐标系变量的磁通估计值。基于电流模型计算出作为该计算的结果的磁通估计值。坐标变换块2213通过上述变换获取转子qds轴磁通估计值λqdr_s_cmest(k)。

下面将描述第二磁通估计单元222。

第二磁通估计单元222基于定子qds轴电流测量值iqds_s_det(k)、定子qds轴电压指令值vqds_s_com(k)、转子qds轴磁通估计值λqdr_s_cmest(k)和定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k+1)，计算由电动机2的定子绕组产生的磁通的估计值(定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k))、和转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k)。第二磁通估计单元222将根据电动机2的电压模型定义的计算方程式用于上述计算。

例如，第二磁通估计单元222包括计算块2221、计算块2222、计算块2223、计算块2224、计算块2225、计算块2226、计算块2227、计算块2228、计算块2229、计算块2230和计算块2231。

计算块2221通过将作为测量值的定子qds轴电流测量值iqds_s_det(k)乘以定子电阻rs，计算出与定子qds轴电流测量值iqds_s_det(k)对应的定子qds轴电压测量值vqds_s_det(k)。

计算块2222是减法器。计算块2222从定子qds轴电压指令值vqds_s_com(k)中减去计算块2221获取的计算结果即定子qds轴电压测量值vqds_s_det(k)，并输出作为其差值的偏差δvqds1。

计算块2223是减法器。计算块2223从转子qds轴磁通估计值λqdr_s_cmest(k)中减去转子qdr轴磁通估计值λqdr_s_est(k)，并输出作为两者之间的差的偏差δλqds2。计算块2224通过将其乘以增益kp来放大由计算块2223计算出的偏差δλqds2。计算块2225利用增益ki对上述偏差δλqds2进行积分运算。计算块2224和计算块2225是与电流观测器21有关的比例积分型补偿器。计算块2224和计算块2225生成校正量，以使转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k)与转子qds轴磁通估计值λqdr_s_cmest(k)相符。计算块2224和计算块2225获取的计算结果由上述计算块2226相加。

计算块2226是加法器。计算块2226将计算块2222计算出的偏差δvqds1、计算块2224获取的计算结果和计算块2225获取的计算结果相加，并输出相加结果作为电压调整值vqds_vsum。

计算块2227通过对计算块2226计算出的电压调整值vqds_vsum进行积分来计算定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)。

计算块2228将由电流观测器21计算出的定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k+1)乘以增益(σls)。

计算块2229是减法器。计算块2229从定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)中减去计算块2228获得的计算结果，并输出为两者之差的转子磁通调整值。

计算块2230将作为由计算块2229获取的计算结果的转子磁通调整值乘以(lr/lm)，并输出转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+1)。lm表示励磁电感。

计算块2231是一个延迟运算电路。计算块2231保持转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k)，其为计算块2230在先前的计算周期中计算出的估计结果。计算块2231在当前计算周期中保持转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+1)。

有关磁通观测器22的详细说明，例如请参考rdlorenz等人的文章《theemergingroleofdead-beat,directtorqueandfluxcontrolinthefutureofindicationmachinedrives》，(在线)，2008年，ieee，(于2018年9月13日检索)，互联网(url:https://ieeexplore.ieee.org/document/4602331/)。

由于电流磁通估计单元20包括电流观测器21和磁通观测器22的组合，因而电流磁通估计单元20具有适合于电动机2的特性的特点。电流磁通估计单元20的电流观测器21使用定子qds轴磁场估计值λqds_s_est(k+1)作为输入变量。结果，可以降低对磁通观测器22的干扰。

将参照图1描述上述使用平均校正单元30进行的平均校正。

平均校正单元30的第一转换处理单元31基于电动机2的同步角频率ωe使用第一规定转换规则，计算出用于定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)(电动机2的定子磁通的第一估计值)的定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+α)(电动机2的定子磁通的第二估计值)。

第二转换处理单元32基于电动机2的同步角频率ωe根据第二规定转换规则，计算用于转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+1)(电动机2的转子磁通的第一估计值)的转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+α)(电动机2的转子磁通的第二估计值)。

第三转换处理单元33基于电动机2的同步角频率ωe根据第三规定转换规则，计算出用于定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k+1)(电动机2的定子电流的第一估计值)的定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k+α)(电动机2的定子电流的第二估计值)。应该注意的是，第一规定转换规则、第二规定转换规则和第三规定转换规则可以彼此相同，也可以彼此不同。

当使用在计算周期的时间内无法生成的时间点的估计值将式从连续系统转换为离散时间系统时，通过根据下文将要描述的规定转换规则执行计算过程，上述平均校正单元30提高了估计精度。上述的估计值是根据基于同步角频率ωe的规定转换规则来计算的。平均校正单元30根据电动机2的同步角频率ωe的大小，按照规定转换规则来调整校正系数。

例如，平均校正单元30将定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)、转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+1)和定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k+1)的相位超前上文记载的规定角度，从而产生定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+α)、转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+α)、和定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k+α)。以这种方式，通过进行调整固定量的相位的计算，可以生成上述的每个信号。

与上述电动机2的同步角频率ωe相对应的规定角度，由驱动量调节单元计算驱动量指令值的周期和同步角频率ωe定义。采样周期ts是驱动量调节单元计算驱动量指令值的周期的示例。

上述的电动机2的同步角频率ωe是电动机的控制状态的估计值的示例。平均校正单元30通过基于电动机2的控制状态的估计值调节定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)、转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+1)和定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k+1)，来计算用于db-dtfc计算单元14的反馈控制的反馈量。

将参照图3和4描述根据实现方式的基于同步角频率ωe的规定转换规则。图3是示出根据实施方式的规定转换规则的示图。在附图所示的dqs坐标系中，图示了在附图中指向下方的ds轴和与ds轴正交的qs轴。qs轴位于相对于ds轴与qs轴之间的交点(即dqs坐标系的原点)从ds轴沿逆时针方向旋转(2/π)(弧度)的位置。示出了以dqs坐标系的原点为起点的多个箭头。这些箭头中的每一个都是复向量，表示dqs坐标系中磁通λ的大小和方向。例如，当磁通的复向量的起点(尾部)位于dqs坐标系的原点时，磁通例如绕着dqs坐标系的原点沿逆时针方向以以下顺序按序旋转：磁通λ(k+1)、磁通λ(k+1.5)、和磁通λ(k+2)。图中所示的磁通λ(k+1)为定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)、转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+1)和定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k+1)的示例。

通过将磁通λ(k+1)作为起点绕原点旋转(ωe×ts)，达到磁通λ(k+2)。例如，通过将磁通λ(k+1)作为起点旋转(ωe×ts)/2，达到磁通λ(k+1.5)。期望磁通λ(k+1.5)取接近于磁通λ(k+1)和磁通λ(k+2)的平均值的值。上面给出的描述是基于电动机2的同步角频率ωe的规定转换规则的基础。例如，在上面的说明中，磁通的复向量的起点(尾部)位于dqs坐标系的原点。但是，本实施方式不限于此。替代地，磁通的复向量的尖端(前端)可以与dqs坐标系的原点对齐。

同时，尽管在从时间点(k+1)到时间点(k+2)的时间段中存在以时间点(k+1)为起点的计算周期，但是不存在起点是时间点(k+1)和时间点(k+2)之间的时间点的计算周期。因此，在该实施方式中，基于磁通λ(k+1)估计磁通λ(k+1.5)。可以通过在转子的旋转方向上将磁通λ(k+1)旋转规定角度来导出磁通λ(k+1.5)。

以下式(17)表示使磁通λ(k+1)旋转(ωe×ts)/2的变换。

[数学式17]

在以下式(18)中定义了上述式(17)表示的ke。

[数学式18]

图4是示出根据实施方式的基于电动机2的同步角频率ωe应用规定转换规则的优点的示图。在图4所示的曲线中，表示与经过时间(秒)对应的气隙转矩(nm)。

在db-dtfc中，一个采样期间的转矩变化率是转矩控制所必需的。这里，将描述基于实际气隙转矩te_act计算转矩的变化率的方法。

尽管可以使用转矩传感器来测量实际的气隙转矩te_act，但是成本会增加并且所测量的转矩具有一个采样周期的延迟。为此，取代使用转矩传感器测量的值，实际气隙转矩te_act也可以使用时间点(k+1)的估计值作为时间点(k+1)的值，并且使用在时间点(k+1)的指令值，该指令值是在时间点(k+2)指令值的指令值以作为时间点(k+2)的值。

其原因在于，根据无差拍控制，在一次采样中，转矩响应遵循转矩基准。时间点(k+1)处的转矩将由气隙转矩估计值te_est(k+1)表示，而时间点(k+2)处的转矩将由气隙转矩指令值te_com(k+1)表示。

当时间从时间点(k+1)经过到达时间点(k+2)时，气隙转矩te从实际气隙转矩te_act(k+1)变为气隙转矩te_act(k+2)。为了简化说明，假设在时间点(k+1)的实际气隙转矩te_act(k+1)与气隙转矩估计值te_est(k+1)一致，并且时间点(k+2)的气隙转矩te与气隙转矩指令值te_cmd(k+1)一致。图4中示出的曲线te(k)表示在时间点(k+1)假定的实际气隙转矩te_act。

在该实施方式中，给出了包括第一和第二解决方案的两种解决方案作为用于获取气隙转矩te的变化率的技术。在这两种解决方案的任何一种中，将时间点(k+1)的气隙转矩te的变化率(te_dot(k+1))近似为气隙转矩te每单位时间的变化率(δte_est(k+1)/ts)。

在第一解决方案中，使用在时间点(k+1)的状态量来计算从时间点(k+1)到时间点(k+2)的时段中的气隙转矩te的变化率。在上述第一解决方案中，如以下式(19)那样定义气隙转矩te在时间点(k+1)的变化率(te_dot(k+1))。

[数学式19]

在第一解决方案的情况下，如上述式(19)所示，气隙转矩te的变化率(te_dot(k+1))被定义为具有如下变量的函数，该变量包括气隙转矩估计值te_est(k+1)、气隙转矩指令值te_com(k+1)、以及采样周期ts。由于采样周期ts常数，因此可以不依赖于实际气隙转矩te_act的变化的状态来定义上述式。对于上述式(19)，根据时刻(k+1)的状态量算出气隙转矩te的变化率。存在与上述描述相关的近似的欧拉技术(euler)。在欧拉的近似技术中，根据时间点(k+1)处的气隙转矩te的斜率来计算气隙转矩估计值te_est(k+2)。第一解决方案不同于所谓的欧拉近似技术。

在第二解决方案中，使用时间点(k+α)的状态量来计算时间点(k+1)到时间点(k+2)的时段中的转矩的变化率。

例如，当从时间点(k+1)到时间点(k+2)的时段中的转矩相对于经过时间线性增加而表示为线性函数时，代表转矩的线是曲线。在这种情况下，优选的是，将从时间点(k+1)到时间点(k+2)的时段中的转矩的变化率计算为时间点(k+1.5)的变化率，即为其中心值。以下，将(k+1.5)称为(1+α)。

在从时间点(k+1)到时间点(k+2)的控制周期中，电力转换装置3输出的电压是恒定的。在控制周期内的转速变化率远小于电流或磁通的变化率。因此，对于电压和转速，将时间点(k+1)处的状态量用于计算从时间点(k+1)到时间点(k+2)的时段中的转矩的变化率。

在此，磁场和电流的波形是正弦波，其瞬时值随着时间经过而变化。在使用时间点(k+1)处的磁通和电流的状态量来估算从时间点(k+1)到时间点(k+2)的时段中的扭矩变化率的情形下，转矩变化率中包含的近似误差会增大，这是因为值将在时间点(k+1)之后发生变化。

因此，对于磁通和电流，使用时间点(k+α)的估计值，而不是使用时间点(k+1)的值。这在图4中示意性地示出。直线tsol1是表示在时间点(k+1)使用状态量估算的转矩的变化率的线。直线tsol2是表示使用时间点(k+α)的状态量估算的转矩的变化率的线。

在上述第二解决方案中，如以下式(20)所示，定义了在时间点(k+α)的气隙转矩te的变化率。

[数学式20]

在下面的实施方式中，将以上述第二解决方案为例，并描述其操作。

图5是示出根据实施方式的db-dtfc的时序图。在附图中所示的时序图中，将时间(秒)分配给水平轴，将步骤划分为垂直轴上的第一到第三步，并在垂直轴上表示每个步骤的过程。时间k、(k+1)和(k+2)分别表示离散时间控制中计算周期的起点的时间。

在图5所示的时序图中，上排的第一步骤(步骤1)包括采样过程，中排的第二步骤(步骤2)包括计算过程，下排的第三步骤(步骤3)包括输出控制过程。

在下文中，将以起点为时间点(k+1)的计算周期为例进行说明。

在第一步骤(步骤1)的采样过程中，速度/相位估计单元13获取转子机械角θrm。例如，使用传感器2a检测转子机械角θrm。第二坐标变换单元17基于电动机2的v相定子电流ivs和w相定子电流iws生成定子qds轴电流检测值iqds_s_det(k)，该电动机2按照起点是时间点k的计算周期的指令值运行。从电流检测器9a和9b分别获取v相定子电流ivs和w相定子电流iws。转子机械角θrm、v相定子电流ivs、w相定子电流iws、和定子qds轴电流检测值iqds_s_det(k)是表示电动机2的控制状态的状态量的示例。

在上述的第一步骤中，控制装置10获取至少表示电动机2的控制状态的状态量。控制装置10可以获取气隙转矩te(k)，并且可基于转子角速度指令值(机械角)ωrm_com(k+1)来计算气隙转矩te(k+1)。

在第二步骤(步骤2)中，基于在第一步骤中执行的采样处理的结果来执行该处理。在第二步骤中，进行了电流磁通估计单元20、平均校正单元30、db-dtfc计算单元14和第一坐标变换单元15的计算过程，并且计算了作为电动机2的驱动量指令值的定子qds轴电压指令值vqds_s_com(k+1)。

首先，如上所述，电流磁通估计单元20计算定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)、定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k+1)、和转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+1)。在该计算周期中，首先，电流磁通估计单元20计算定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)，然后计算定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k+1)，随后计算转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+1)。

接下来，平均校正单元30基于定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)、定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k+1)和转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+1)，计算定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+α)、定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k+α)、和转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+α)。

接下来，db-dtfc计算单元14使用至少包括定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+α)、定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k+α)和转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+α)的输入变量，来计算δte_est(k+1)和定子qds轴电压指令值vqds_s_com(k+1)。

接下来，第一坐标变换单元15通过对定子qds轴电压指令值vqds_s_com(k+1)执行dqs轴逆变换来生成为作为基准电压的三相定子电压指令值vuvws_com(k+1)。

在上述第二步骤中，控制装置10至少基于在第一步骤中获取的状态量、电动机2的定子磁通的估计值、流过电动机2的定子绕组的电流的估计值、和电动机2的转子磁通的估计值，来计算驱动量指令值。

在第三步骤(步骤3)中，由控制装置10执行将基于驱动量指令值的控制信号提供给电力转换装置的输出处理。

基于在第二步骤中获取的检测结果执行第三步骤。在时间点(k+1)的计算开始时间点，pwm控制器16基于三相定子电压指令值vuvws_com(k)与载波信号之间的比较结果输出选通脉冲duty(k)。在时间点(k+2)的计算开始时间点，pwm控制器16利用vuvws_com(k+1)更新三相定子电压指令值，并基于与载波信号的比较生成duty(k+1)的选通脉冲gp。因此，pwm控制器16将duty(k+1)的选通脉冲gp提供给电力转换装置3。

同样在时间点(k+2)之后，重复类似于时间点(k+1)的计算周期的过程。

将参照6a和6b描述根据实施方式的电压/转矩控制。图6a和图6b是示出根据实施方式的电压/转矩控制的示图。

图6a示出了定子侧坐标系的磁通平面的示例。图6b示出相对于转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+α)对准的重新对齐的坐标系的磁通平面的示例。在图6a和图6b中，ds轴在图中向下指向，而qs轴在图中向右指向。在图6b所示的重新对齐的坐标系中，转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+1)的矢量(箭头)的方向与ds轴的方向对齐，并且被示出为转子qds轴磁通估计值λqdr_ras_est(k+α)。每个磁通平面包括从电动机2的物理模型得出的转矩线te(k+2)、代表定子磁通的指示强度的磁通圆λc(k+2)、和能在下一个周期输出的定子磁通的范围。通过将图6a所示的定子侧坐标系的状态变换为重新对齐后的坐标系来获取图6b所示的示例。

首先，将描述6a。

db-dtfc使用的控制变量包括气隙转矩指令值te_com(k+1)和定子磁通指令值λqds_s_com(k+2)。磁通圆λc(k+2)的半径由定子磁通指令值λqds_s_com(k+2)的大小限定。

在此，在电力转换单元8中，上支路和下支路分别由一个开关装置构成。因此，电力转换单元8由六个开关装置组成。六个开关装置共有八个开关模式。根据这八个开关模式，如图6a所示，可以从电力转换单元8输出的电压矢量具有六边形形状。因此，电力转换单元8的输出范围保持在六边形的内部。例如，设置dqs轴坐标系，使其原点与六边形的中心一致。同样，重新对齐的图6b坐标系也设置为使其原点与六边形的中心一致。

转矩线是表示转矩变化量为一定的状态的一组点。投影到定子qds轴坐标系的磁通平面上的转矩线te(k+2)被绘制上述各点连接在一起的直线。转矩线te(k+2)限定定子qds轴磁通指令值qds_s_com(k+2)，以在下一控制周期中获取期望转矩。使用气隙转矩te_com(k+1)、转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+α)、和定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+α)，来确定该转矩线te(k+2)。

这里，为了便于分析，将使用图6b所示的重新对齐坐标系的磁通平面。通过坐标转换对依赖于坐标系的变量进行变换。譬如，将定子磁通坐标系的转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+α)、和定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+α)分别转换为重新对齐坐标系的转子qds轴磁通估计值λqdr_ras_est(k+α)、和定子qds轴磁通估计值λqds_ras_est(k+α)。如图6b所示，当转子qds轴磁通估计值λqdr_ras_est(k+α)与ds轴平行对齐时，转矩线te(k+2)与ds轴平行。该图对应于稍后描述的第二解决方案。

为了获得期望的转矩，需要使用电力转换装置3在一个控制周期的时段(采样周期ts)内提供一定的定子qds-轴电压指令值vqds_ras_com(k+1)。定子qds轴电压指令值vqds_ras_com(k+1)的尖端(前端)在一个周期内位于转矩线te(k+2)上，这意味着在采样周期后即可获得期望的扭矩。定子qds轴磁通估计值λqds_ras_est(k+1)与定子qds-轴电压指令值vqds_ras_com(k+1)在采样周期中的总和就是在采样周期后新的合成定子qds轴磁通λqds_ras(k+2)。

如上所述，将所指示的定子磁通的强度定义为磁通圆λc(k+2)。转矩线te(k+2)和磁通圆λc(k+2)之间的交点是表示所需转矩的点。转矩线te(k+2)与磁通圆λc(k+2)之间有两个交点。除了这些之外，提取位于六角形内侧的、且能通过控制从原点到达的点，作为表示所需转矩的点。db-dtfc计算单元14可以确定定子qds轴电压指令值vqds_ras_com(k+1)×ts，以使得表示定子qds轴电压指令值vqds_ras_com(k+1)的起点(尾部)位于原点的箭头(向量)的尖端(前端)到达上述交点。

将参考7描述db-dtfc计算单元14。图7是示出根据实施方式的db-dtfc计算单元14的框图。

例如，db-dtfc计算单元14包括转矩线处理单元141、磁通圆处理单元142、电压转换单元143和144、以及ras坐标逆变换单元145。

转矩线处理单元141通过执行用于指定气隙转矩指令值te_com(k+1)的转矩线的计算过程来计算电压时间乘积指令值。电压时间乘积指令值vqds_ras_com(k+1)×ts是电压时间乘积指令值的示例。

例如，转矩线处理单元141接收包括气隙转矩指令值te_com(k+1)、定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)、转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+1)、定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+α)、转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+α)、和转子角速度估计值ωr_est(k+1)的输入变量，并且计算与气隙转矩指令值te_com(k+1)相对应的电压时间乘积指令值vqds_ras_com(k+1)×ts。

磁通圆处理单元142执行计算处理，以使用重新对齐坐标系来确定电压×时间的乘积，该乘积定义了电动机2的磁通的大小和方向。

例如，磁通圆处理单元142接收包括定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+α)、定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)、定子qds轴磁通指令值λqds_s_com(k+2)、和电压时间乘积指令值vqds_ras_com(k+1)×ts的输入变量，并且基于重新对齐坐标系的磁通平面上的磁通圆λc和上述转矩线te得出期望的电压时间乘积指令值vds_ras_com(k+1)×ts。

电压转换单元143通过将转矩线处理单元141计算的电压时间乘积指令值vqds_ras_com(k+1)×ts除以采样周期ts，至少计算出电压时间乘积指令值vqs_ras_com(k+1)的q轴分量。

电压转换单元144通过将磁通圆处理单元142计算的电压时间乘积指令值vqds_ras_com(k+1)×ts除以采样周期ts，计算出d轴分量的电压时间乘积指令值vds_ras_com(k+1)。

ras坐标逆变换单元145基于转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+α)，并通过对电压转换单元143计算出的电压时间乘积指令值vqs_ras_com(k+1)和电压转换单元144计算出的电压时间乘积指令值vds_ras_com(k+1)进行ras逆变换，计算出定子qds轴电压指令值vqds_s_com(k+1)。

例如，使用以下式(21)定义了ras变换。

[数学式21]

例如，使用以下式(22)定义与以上描述相对应的ras逆变换。

[数学式22]

现在将描述db-dtfc计算单元14的每个部件的更具体的示例。

譬如，转矩线处理单元141包括计算块1410、计算块1411a、计算块1411b、计算块1412、计算块1413、计算块1414、计算块1415、计算块1416、计算块1417、计算块1418、和计算块1419。

计算块1410是估计转矩计算单元的示例。例如，计算块1410接收包括定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)和转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+1)的输入变量，并计算气隙转矩估计值te_est(k+1)(转矩估计值)。计算块1410计算两个矢量的内积，即定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)和转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+1)，并将内积乘以规定系数k，从而计算出气隙转矩估计值te_est(k+1)。上述过程由式(23)表示。

[数学式23]

计算块1412将气隙转矩估计值te_est(k+1)乘以以下式(24)表示的系数。

[数学式24]

计算块1411a是减法器。计算块1411a从气隙转矩指令值te_com(k+1)减去气隙转矩估计值te_est(k+1)以获取其差值作为δte_est(k+1)。上述计算由式(25)表示。

[数学式25]

计算块1411b是加法器。计算块1411b将计算块1411a计算出的δte_est(k+1)与计算块1412计算出的结果相加。

计算块1413将由计算块1411b计算出的结果乘以以下式(26)。

[数学式26]

计算块1414基于转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+α)对计算块1413计算出的结果进行归一化。例如，计算块1414将计算块1413获取的结果除以计算块1415计算的结果。计算块1414的输出代表重新对齐坐标系中的转矩基准。

计算块1415基于转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+α)来计算转子qds轴磁通估计值λqdr_ras_est(k+α)的绝对值(范数)。通过使用计算块1415计算的结果，可以使重新对齐坐标系与定子侧坐标系相匹配。

计算块1416参考转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+α)进行定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+α)的ras坐标变换。

计算块1417将转子角速度估计值ωr_est(k+1)乘以采样周期ts。计算块1418计算由计算块1416计算的结果表示的向量和由计算块1417计算的结果表示的向量的内积。

计算块1419将计算块1414计算的结果和计算块1418计算的结果相加，以生成与气隙转矩指令值te_com(k+1)相对应的电压时间乘积指令值vqs_ras_com(k+1)×t0。

上述的计算块1411a、计算块1411b、计算块1412、计算块1413、计算块1414、计算块1415、计算块1416、计算块1417、计算块1418和计算块1419是转矩线处理单元的示例。

如上所述，转矩线处理单元141至少基于气隙转矩指令值te_com(k+1)(电动机2的转矩指令)、气隙转矩估计值te_est(k+1)(电动机2的转矩估计值)、定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+α)(电动机2的定子磁通的第二估计值)、转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+α)(电动机2的转子磁通的第二估计值)、和电动机2的转子磁通的转速ωr，计算出与平均电压和控制周期的乘积相对应的电压×时间乘积。

譬如，磁通圆处理单元142包括计算块1420、计算块1421、计算块1422、计算块1423、计算块1424、计算块1425、和计算块1426。

计算块1420通过参照转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+α)进行定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)的ras坐标转换来计算定子qds轴磁通估计值λqds_ras_est(k+1)。

计算块1422通过参照转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+α)进行定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k+α)的ras坐标转换来计算定子qds轴电流估计值iqds_ras_est(k+α)。计算块1423将定子qds轴磁通估计值λqds_ras_est(k+α)乘以(ts×rs)。计算块1421是减法器。计算块1421从转子qds轴磁通估计值λqdr_ras_est(k+1)减去定子qds轴电流估计值iqds_ras_est(k+α)和(ts×rs)的乘积。根据上述计算结果，使用定子qds轴电流估计值iqds_ras_est(k+α)的大小和定子电阻rs的乘积校正磁通圆的圆心，由此提高了磁通圆λc的位置精度。当定子qds轴电流估计值iqds_ras_est(k+α)的大小与定子电阻rs的乘积相对于磁通圆的半径足够小的时候，可以省略校正磁通圆的圆心的过程。

通过利用上述计算块1420至计算块1423的每一个的处理，从重新对齐坐标中的定子qds轴磁通估计值λqds_ras_est(k+1)减去与根据流过定子电阻rs的定子qds轴电流估计值iqds_ras_est(k+α)的电压降相对应的电压×时间乘积，从而获得反映定子电阻rs的影响的定子qds轴磁通估计值λqds_ras_est(k+1)β。定子qds轴磁通估计值λqds_ras_est(k+1)β取决于定子qds轴电流估计值iqds_ras_est(k+α)。

计算块1424将由转矩线处理单元141计算出的结果与计算块1421计算出的结果相加。

计算块1425包括d轴坐标计算单元。例如，计算块1425作为d轴坐标计算单元基于定子qds轴磁通指令值λqds_s_com(k+2)以及计算块1424的计算结果，计算出转矩线与磁通圆λc的交点的位置。稍后将描述其细节。

计算块1426从计算块1425计算的结果中减去计算块1421计算的结果。

上述的磁通圆处理单元142基于电动机2的转子磁通的指令值来确定磁通圆的半径。磁通圆处理单元142基于定子qds轴磁通估计值λqds_ras_est(k+α)(第二估计值)、和电动机2的定子磁通的定子qds轴磁通估计值λqds_ras_est(k+1)(第一估计值)，来确定磁通圆λc的中心位置。磁通圆处理单元142基于定子qds轴电流估计值iqds_ras_est(k+α)(第二估计值)和定子绕组的电阻值rs调节磁通圆λc的中心位置。以这种方式，通过使用定子qds轴电流估计值iqds_ras_est(k+α)(第二估计值)降低了根据定子绕组的电阻值rs产生的电压降的影响，从而提高了控制精度。

将描述db-dtfc的细节。

首先，在式(27-1)至式(27-4)中表示任意坐标系中的感应电动机的等价方程式。

[数学式27]

vqds＝rsiqds+(p+jωe)λqds(27-1)

o＝rriqdr+[p+j(ωe-ωr)]λqdr(27-2)

λqds＝lsiqds+lmiqdr(27-3)

λqdr＝lmiqds+lriqdr(27-4)

通过求解上述式(27-3)和式(27-4)，使用以下式(28-1)和式(28-2)来获取定子电流和转子电流。

[数学式28]

在此，如以下式(29)所示那样定义了泄漏系数σ。

[数学式29]

通过将式(28-1)、式(28-2)和式(29)代入式(27-1)和式(27-2)，得到式(30-1)和式(30-2)。

[数学式30]

通过变换式(30-1)和式(30-2)来计算以下式(31-1)和式(31-2)。

[数学式31]

在上述式(31-1)和式(31-2)中，通过利用旋转坐标系的特性经由ras坐标变换的将“0”代入ωe，计算出以下式(32-1)和式(32-2)。

[数学式32]

以下式(33)是用于计算电动机2的转矩的式。

[数学式33]

通过对上述式(33)微分，计算出表示转矩的变化率的以下式(34)。

[数学式34]

可以将上述式(31-1)和式(31-2)转换成表示为标量的式(35-1)至式(35-4)。

[数学式35]

通过将式(35-1)至式(35-4)代入上述式(34)，可以表示以下式(36)。

[数学式36]

将在连续时间系统中表示的式(36)转换为在离散时间系统中的以下式(37)。

[数学式37]

通过变换表示转矩的变化率的式(37)，计算出式(38)。

[数学式38]

上述式(38)是表示转矩线的方程式。通过定义如式(39-2)表示的变量m并定义如式(39-3)表示的变量b，式(38)可以简化为式(39-1)。

[数学式39]

vqs(k+1)ts＝m×vds(k+1)ts+b(39-1)

如上所述，在第二解决方案的情况下，m对应于图6b中相对于ds轴的斜率，因此m＝0。当m为“0”时，使用以下式(40)来计算重新对齐坐标系中的电压指令值的qs轴分量vqs_ras_com(k+1)。

[数学式40]

vqs(k+1)＝b/ts(40)

接下来，将描述与磁通圆λc有关的处理。

定子qds轴磁通λqds的微分值可以如以下的式(41)所示。

[数学式41]

pλqds＝vqds-rsiqds-jωeλqds(41)

将上述式(41)变换为离散时间系统的式(42)。

[数学式42]

如式(43)所示，式(42)被分成qs轴分量和ds轴分量。

[数学式43]

在上述式(43)中，定子静止坐标系中的电压指令值的qs轴分量vqs_s_com(k+1)可以使用式(42)作为已知变量来获取。通过求解上述式(43)，计算出电压指令值的ds轴分量vds_s_com(k+1)。

在以上描述中，尽管已经使用了定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+2)，但是如上所述，它可以被定子qds轴磁通指令值λqds_s_com(k+1)代替。

在以上描述中，尽管以定子静止坐标系为例进行描述，但重新对齐坐标系也可以类似的方式使用。电压指令值的qs轴分量vqs_ras_com(k+1)可以使用从式(42)变换的重新对准坐标系的式作为已知变量来获取。通过求解从式(43)变换的重新对准坐标系的式，可以获得电压指令值的ds轴分量vds_ras_com(k+1)。

根据上述实施方式，电流磁通估计单元20以较高的估计精度生成定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k+1)、定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)、和转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+1)。平均校正单元30基于定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k+1)、定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)和转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+1)，生成定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k+α)、定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+α)和转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+α)。db-dtfc计算单元14至少使用定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+α)和转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+α)来生成定子dqs轴电压指令值vdqs_ras_com(k+1)。这样，控制装置10可以提高电动机2的控制精度。

在某些情形下，可以通过补偿由电流观测器21执行的计算中的延迟量来提高控制的准确性。将参考图22对此进行描述。图22是示出根据实施方式的对由电流观测器21执行的计算中的延迟量的进行补偿优点的示图。在图22所示的图表中，对应于时间经过(秒)的定子磁通λqds_s用粗实线表示，定子电流iqds_s由细实线表示，转子磁通λqdr_s由双线表示。每条线表示从时间点k到时间点(k+1)的实际变化。时间点(k+1)以后的每条线，包括时间点(k+2)，表示在时间点(k+1)估计的电动机2的运行状态。

电流观测器21计算出定子磁通的移动时间平均值λave，该移动时间平均值为在时间点(k+1)定子磁通测量值λqds_s_est(k)和定子磁通测量值λqds_s_est(k+1)的平均值。在图22中由点g11表示的值是定子磁通的移动时间平均值λave。如图22所示，点g11远离定子磁通λ的线。定子磁通λ线上与点g11表示相同值的点g12是从时间点(k+1)过去(ts/2)的过去时间。

如上所述，电流观测器21使用定子磁通的移动平均值λave来计算定子电流估计值iqds_s_est(k+1)。由图22中的点g21表示的值是定子电流估计值iqds_s_est(k+1)。但是，与定子磁通λqds_s的情况相同，图22的点g21在时刻(k+1)远离定子电流iqds_s的线。定子电流i的线上与点g21表示相同大小的点g22是从时间点(k+1)过去(ts/2)的过去时间。

在计算转子磁通估计值λqdr_s_est(k+1)的过程中，磁通观测器22使用上述定子电流估计值iqds_s_est(k+1)。转子磁通估计值λqdr_s_est(k+1)包括定子电流估计值iqds_s_est(k+1)的分量。如上所述，在转子磁通估计值λqdr_s_est(k+1)中，大约发生(ts/2)左右的实质性的延迟。

上述的延迟可能包含在由电流观测器21和磁通观测器22计算出的电动机2的状态变量的值中。

从时间点k到时间点(k+2)的状态根据时间的经过而改变。然而，当同步角频率ωe的值的变化被认为是常数并且假设从时间点k到时间点(k+2)的状态变化趋势是连续的时候，状态的变化是可以预测的。平均校正单元30使用同步角频率ωe并使用时间点(k+1)的状态变量的值来计算时间点(k+α)的状态量。以这种方式，db-dtfc计算单元14可以将时间点的状态量的预测值(k+α)用作时间点(k+1)的状态变量的值。例如，当将时间点(k+α)调整为从时间点(k+1)经过(ts/2)的将来时间时，电流观测器21执行的计算过程中发生的延迟与从时间点(k+1)到时间点(k+α)的时间段相匹配，因此抵消了其影响。

例如，当从图22的中部的曲线所示的点g22的时间点经过约(ts/2)的时间时，这将是时间点(k+1)。在该期间内，点g22所在的时间点的状态沿着定子电流iqds_s的线变化，并且被检测为定子电流测量值iqds_s_det(k+1)。由于定子电流测量值iqds_s_det(k+1)中包含很多噪声，因此由电流观测器21计算出的定子电流估计值iqds_s_est(k+1)代替定子电流测量值而被用于控制。

因而，平均校正单元30基于对应于点g21的定子电流估计值iqds_s_est(k+1)，利用同步角频率ωe估计定子电流估计值iqds_s_est(k+α)，由此获取时间点(k+α)的点g23的位置处的状态量。在点g23的位置处的状态量是定子电流估计值iqds_s_est(k+α)。通过将此值用作时间点(k+1)的状态量，定子电流估计值iqds_s_est(k+α)可以用作在时间点(k+1)的状态量。点g24表示用作时间点(k+1)的状态量的定子电流估计值iqds_s_est(k+α)。

利用定子电流iqds_s的上述说明也可以类似地应用于使用上述定子磁通λqds_s或转子磁通λqdr_s的情形。定子磁通λqds_s中的点g11、点g13、和点g14分别对应于定子电流iqds_s的点g21、点g23、和点g24。转子磁通λqdr_s中的点g31、点g33、和点g34分别对应于定子电流iqds_s的点g21、点g23、和点g24。

如上所述，平均校正单元30使用规定的转换规则校正表示每个状态量的变量的值，以补偿由于电流磁通估计单元20执行的计算过程而引起的延迟。因此，调整由db-dtfc计算单元14用作基准的定子qdr轴磁通估计值λqdr_s_est的相位，以抵消上述延迟，于是提高了由db-dtfc计算单元14生成的定子dqs轴电压指令值vdqs_ras_com(k+1)的相位精度。

根据实施方式，通过降低由于定子电阻rs的阻抗分量引起的电压降的影响，可以提高由db-dtfc执行的控制精度。

当定子电阻rs的阻抗分量引起的电压降造成的影响较小时，可以省略上述式(42)中的第二项。

(第一实施方式的第一变型)

将参照附图描述第一实施方式的第一变型。

在第一实施方式中，已经描述了与db-dtfc控制中的第二解决方案有关的情形。取而代之，在该变型中，将描述与db-dtfc控制中的第一解决方案有关的情形。

图8是示出根据实施方式的db-dtfc控制中的第一解决方案的示图。图8示出了磁通坐标系的磁通平面的示例。图8所示的磁通坐标系是相对于定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+α)对齐的重新对齐坐标系。ds轴在图中向下指向，qs轴在图中向右指向。

图8与图6b的不同之处在于定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+α)与ds轴对齐。在这种情况下，转矩线te(k+2)不平行于ds轴。

因此，在第一解决方案中，使用用于通过同时求解代表磁通圆的方程和代表转矩线的方程来获取二次方程的解的方法，来导出磁通圆和转矩线之间的交点。

为了简化说明，将表示磁通圆λc的式(43)变换为式(44)。通过忽略定子电阻rs的影响来简化该式(44)。

[数学式44]

通过同时求解磁通回路和转矩线的方程式，可以将这些方程式转换为以下方程式(45)。通过对其求解，可以从式(46)获得电压指令值的qs轴分量vqs_ras_com(k+1)，并且可以从式(45-3)获得电压指令值的ds轴分量vds_ras_com(k+1)。

[数学式45]

[数学式46]

[数学式47]

根据上述变型，使用相对于定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+α)对齐的重新对齐坐标系。该变型也可以实现与上述实施方式相似的效果。

(第一实施方式的第二变型)

将参考附图描述实施方式的第二变型。

在第一实施方式中，已经描述了在电流观测器21执行的处理中将锁存器接口用于定子磁通的情形。替代地，在该变型中，将描述将斜坡(ramp)接口用于定子磁通的情况。该斜坡接口用作一阶保持函数。

先参照图9描述电流观测器21的变型。

图9是示出根据第一实施方式的第二变型的电流观测器21a的框图。

代替上述图1中所示的电流观测器21，电流观测器21a基于如上所述计算的驱动量指令值和定子磁通的估计值来计算流过电动机的定子绕组的电流的估计值。例如，代替电流观测器21的计算块211、计算块212、计算块213和计算块218，电流观测器21a包括计算块212a、计算块213a、计算块213b、计算块218a、计算块218b、和计算块219。

计算块212a通过将定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)乘以传递函数来计算电压v2，该传递函数具有包括式(48)所示的转子电阻rr、转子绕组电感lr、和转子速度ωr的变量。

[数学式48]

计算块219将计算块212a算出的计算结果除以(χσls)，并输出其商。

计算块218b包括斜坡接口。计算块218b对由计算块219算出的计算结果进行一阶保持，并且计算作为一阶保持的结果的电压校正值vcomp1。计算块218b使用定子qds轴磁通估计值λqds_s_est的时程数据来平滑定子qds轴磁通估计值λqds_s_est。

例如，计算块218b通过将式(49)中表示的具有变量a1、b0和b1的传递函数与计算块219算出的计算结果相乘，来计算电压校正值vcomp1。

[数学式49]

在上述式(49)中，使用以下式(50)定义a1、b0和b1。在此，χ是任意变量。

[数学式50]

如上所述，计算块218b至少包括斜坡计算单元，该斜坡计算单元基于转子磁通的估计值进行值的一阶保持。

上述的计算块212a、计算块219和计算块218b是电流估计值计算单元的示例。计算块212a、计算块219、和计算块218b基于由磁通观测器22计算出的电动机2的定子磁通的估计值计算流过电动机2的定子绕组的电流的估计值(第一估计值)。在根据电动机2的定子磁通的估计值计算流过电动机2的定子绕组的电流的第一估计值的计算过程中，计算块218b基于定子磁通的估计值进行值的一阶保持。

计算块213a是加法器。计算块213a将定子qds轴电压指令值vqds_s_com与计算块215算出的计算结果和计算块216算出的计算结果相加，并将相加结果输出为电压和值vqds_sum1。电压和值vqds_sum1不包括基于定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)的分量。计算块217将不包括定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)的分量的电压和值vqds_sum1除以(χσls)。应当注意，基于定子qds轴磁通估计值的分量在稍后阶段被添加到计算块213b中。

计算块218a可以与上述计算块218相同。计算块218a基于由计算块217算出的计算结果执行规定的计算过程，并输出其结果(iqds_sum2)。iqds_sum2不包括基于定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)的分量。

计算块213b是加法器。计算块213b将计算块218a算出的计算结果与计算块218b算出的计算结果相加，并将相加结果作为定子qds轴电流估计值iqds_s_est(k+1)输出。根据变型例的计算块210保持作为计算块213b算出的计算结果的定子qds轴的电流估计值iqds_s_est(k+1)。

将继续对电流观测器21a的配置进行描述。

在从连续系统到离散系统的转换中，电流观测器21a将锁存器接口应用于电压输入，并将斜坡接口应用于磁通接口。

[数学式51]

在上述式(51)中，定义了式(52)。

[数学式52]

由于式(51)基于线性系统，因此通过应用叠加原理可得到以下式(53)。

[数学式53]

在以下式(54)中定义上述式(53)中的χ。

[数学式54]

如上所述，通过将锁存器接口应用于定子电压，将斜坡接口应用于定子磁通并将式(54)变换为离散时间系统的式，则获得式(55)和式(56)。z[]表示z变换。

[数学式55]

[数学式56]

这里，通过如上所述定义a1、b0和b1并简化式(55)和式(56)，则获得以下式(57)。

[数学式57]

根据上述变型，即使当电流观测器21a使用锁存器接口接收磁通估计值时，也获得与根据实施方式的那些效果相似的效果。

(第二实施方式)

将着重于db-dtfc计算单元14a来描述根据第二实施方式的电动机驱动系统1a。例如，在第一实施方式中，使用观测器提高了电流和磁通的估计精度，并且通过平均校正来校正db-dtfc控制中的状态变量(状态量)的值。在第二实施方式中，对于db-dtfc控制，通过观测器提高了估计电流和磁通的准确性，但没有获得通过上述平均校正来校正状态变量的值所产生的效果。

图10是示出根据第二实施方式的电动机驱动系统1a的框图。

例如，电动机驱动系统1a的控制装置10a与上述电动机驱动系统1的控制装置10不同之处在于：包括db-dtfc计算单元14a而不是db-dtfc计算单元14，不包括平均校正单元30，并且可以省略转差频率估计单元18和加法器单元19。图10未示出转差频率估计单元18和加法器单元19。

db-dtfc计算单元14a接收包括气隙转矩指令值te_com(k+1)、转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+1)、定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)和定子qds轴磁通指令值λqds_s_com(k+2)的输入变量，并基于上述输入变量计算定子qds轴电压指令值vqds_s_com(k+1)。定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)和转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+1)由电流磁通估计单元20提供。定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)是电动机2的定子磁通的估计值的一个示例。转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+1)是电动机2的转子磁通的估计值的一个示例。

尽管上述的db-dtfc计算单元14参照转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+α)进行ras坐标变换和ras坐标逆变换，但db-dtfc计算单元14a参照定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)进行ras坐标变换和ras坐标逆变换。

图11是示出根据实施方式的db-dtfc计算单元14a的框图。

db-dtfc计算单元14a包括转矩线处理单元141a、磁通圆处理单元142a和ras坐标逆变换单元145a，代替上述的db-dtfc计算单元14的转矩线处理单元141、磁通圆处理单元142和ras坐标逆变换单元145。

转矩线处理单元141a包括计算块1415a和计算块1416a，代替转矩线处理单元141的计算块1415和计算块1416。

计算块1415a计算定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)的大小(范数)。

计算块1416a参考定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)进行定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)的ras坐标变换，以生成定子qds轴磁通估计值λqds_ras_est(k+1)。作为上述计算的结果，定子qs轴磁通估计值λqs_ras_est(k+1)为零，并且定子ds轴磁通估计值λds_ras_est(k+1)是定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)的大小。

磁通圆处理单元142a与磁通圆处理单元142的不同之处在于，磁通圆处理单元142a不包括计算块1421、计算块1422和计算块1423，而是包括计算块1420a来代替计算块1420。

计算块1420a具有与上述计算块1416a相同的配置。计算块1420a将计算结果，即定子qds轴磁通估计值λqds_ras_est(k+1)，提供给后一级的计算块1424和计算块1426。

如上所述，在该第二实施方式中，降低了根据第一实施方式的电动机驱动系统1的一部分的功能，并且可以简化构造。db-dtfc计算单元14a可以使用第一解决方案的技术来获取期望的方案。

(第三实施方式)

将描述根据第三实施方式的电动机驱动系统1b。

例如，在上述实施方式中，无差拍直接转矩控制(db-dtfc)系统用于产生电压指令值。该第三实施方式使用了磁场方向控制系统。在下文中，将磁场方向控制系统称为foc系统。

在foc系统中，分解了产生转矩(旋转力)的电流分量和产生磁通的电流分量，并且将每个电流分量独立地控制为直流量。

foc系统的示例包括直接磁场方向控制(dfoc)系统。在dfoc系统中，磁通矢量直接由磁通传感器或磁通观测器估算，并进行控制。

图12是示出根据实施方式的电动机驱动系统1b的框图。该图中所示的电动机驱动系统1b包括基于foc系统的控制装置10b，而不是上述电动机驱动系统1的控制装置10。电动机2不具有检测位置或速度的传感器。

foc系统的示例包括间接磁场方向控制(ifoc)系统、和直接磁场方向控制(dfoc)系统。ifoc系统使用间接矢量控制(也称为转差频率型矢量控制)来控制感应电动机的转差率，而无需估计或检测磁通量。dfoc系统基于磁场的估计或检测结果，使用直接矢量控制电动机2的转差率。

图12所示的dfoc计算单元40是基于上述dfoc系统的示例。控制装置10b具有dfoc计算单元40代替db-dtfc计算单元14、第六坐标变换单元15a代替第一坐标变换单元15、速度/相位估计单元13a代替速度/相位估计单元13、和转差频率估计单元18a来代替转差频率估计单元18。

控制装置10b包括第七坐标变换单元17a和第八坐标变换单元17b。将v相定子电流ivs(k)和w相定子电流iws(k)提供给第七坐标变换单元17a。将作为第六坐标变换单元15a的输出的三相定子电压指令值vus_com(k+1)、vvs_com(k+1)和vws_com(k+1)提供给第八坐标变换单元17b。

由运动控制器12计算出的转矩指令值te_com(k+1)被提供给dfoc计算单元40。额定定子磁通的定子磁通指令值λs_com作为磁通指令值被提供给dfoc计算单元40。

例如，速度/相位估计单元13a基于运动控制器12计算出的转矩指令值te_com(k+1)、转差频率估计单元18a计算出的转差角频率估计值ωsl_est(k+1)和定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)，计算出转子角速度估计值ωrm_est(k+1)、转子角估计值θr_est(k+1)和定子电源相位估计值θe_est(k+1)。

例如，速度/相位估计单元13a包括位置跟踪观测器。上述的位置跟踪观测器使用定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)作为用于提取相位的基准信号。

例如，速度/相位估计单元13a基于定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)提取基本分量(同步角θe)，并通过基于转差角频率估计值ωsl_est(k+1)对该基本分量进行校正来生成转子角θr。速度/相位估计单元13a将转子角θr与转子角估计值θr_est(k)进行比较，并生成被调整为具有相应相位的转子角估计值θr_est(k+1)。速度/相位估计单元13a根据转子角估计值θr_est(k+1)生成转子角速度估计值ωrm_est(k+1)。

例如，转差频率估计单元18a基于运动控制器12计算出的转矩指令值te_com(k+1)和磁通观测器22计算出的定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)来计算与电动机的转差有关的转差角频率估计值ωsl_est(k+1)。

速度/相位估计单元13a将定子电源相位估计值θe_est(k+1)作为基准信号输出到第七坐标变换单元17a和第六坐标变换单元15a。第七坐标变换单元17a基于基准信号将输入信号变换成在旋转坐标系中彼此正交的γ分量和δ分量的信号。

通过适当选择基准信号的相位，第七坐标变换单元17a可以获得与基准相位具有相同相位的分量作为γ分量，并且获得与基准相位正交的分量作为δ分量。第七坐标变换单元17a将其坐标已被变换的γ轴定子电流iγ(k+1)和δ轴定子电流iδ(k+1)提供给dfoc计算单元40。

与上述相反，第六坐标变换单元15a将从dfoc计算单元40输出的γ分量的电压指令值vγ_com(k+1)和δ分量的电压指令值vδ_com(k+1)变换为定子坐标系的三相定子电压指令值vus_com(k+1)、vvs_com(k+1)、和vws_com(k+1)。第六坐标变换单元15a算出的计算结果被提供给pwm控制器16和第八坐标变换单元17b。

第八坐标变换单元17b将三相定子电压指令值vus_com(k+1)、vvs_com(k+1)、和vws_com(k+1)转换为dqs轴的两轴分量的电压指令值vqds_s_com(k+1)。由第八坐标变换单元17b变换的值被提供给电流磁通估计单元20。

将由电流磁通估计单元20估计的转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+1)和定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)提供给dfoc计算单元40。

dfoc计算单元40根据提供的信号生成γ分量的定子电流指令值iγ_com(k+1)和δ分量的定子电流指令值iδ_com(k+1)，并生成定子电压指令值vγ_com(k+1)和定子电压指令值vδ_com(k+1)，以使γ轴定子电流iγ(k+1)和δ轴定子电流iδ(k+1))与指令值相符。

γ分量的电压指令值vγ_com(k+1)和δ分量的电压指令值vδ_com(k+1)被提供给第六坐标变换单元15a，并进一步通过pwm控制器16被提供给电力转换装置3作为选通脉冲gp。

在上述第三实施方式中，尽管控制系统与第一和第二实施方式不同，但是电流磁通估计单元20设置在控制装置中，并且从电流磁通估计单元20提供的转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+1)和定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)用于控制，类似于第二实施方式。根据电流磁通估计单元20，能够获得提高转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+1)和定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)的估计精度的效果。

控制装置10b可以利用由电流磁通估计单元20估计的转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+1)和定子qds轴磁通估计值λqds_s_est(k+1)的估计精度。因此，可以进一步提高使用foc系统的控制的精度。

根据实施方式的控制系统是foc。在foc的情况下，电流(电流fbk)的反馈信号用于通过dfoc计算单元40进行控制。例如，当使用电流观测器21估算定子电流idqs_est的精度理想时，可以使用时间点(k+1)的估计电流(定子电流idqs_est)代替基于测量值的电流fbk进行控制。在这种情况下，dfoc计算单元40可以执行零延迟电流控制。

在根据实施方式的电动机2中，没有设置物理速度传感器。在该实施方式的情况下，使用利用磁通观测器22的估计磁通来进行无速度传感器控制。在无速度传感器控制的情况下，电流估计精度的提高有助于磁通估计精度的提高，并进一步有助于提高估计的相位和速度的精度，并且改善了控制精度。foc情况下的控制精度是电流控制和速度控制的精度。

无速度传感器控制也可以应用于上述db-dtfc。当db-dtfc执行无速度传感器控制时，控制精度意味着速度控制、磁通控制和转矩控制的精度。

(第三实施方式的变型)

例如，在第三实施方式中，不包括平均校正单元30，但是配置不限于此。可以包括平均校正单元30。在这种情况下，与第三实施方式相比，可以更大地提高磁通和电流的估计精度。当采样周期ts相对长时，可以期待平均校正单元30能够提高控制精度。

(实施方式的控制装置)

现描述根据实施方式的控制装置10。图13是示出根据实施方式的控制装置10的框图。控制装置10包括处理电路100。图13中所示的处理电路100包括cpu101、存储单元102和驱动单元103。cpu101、存储单元102和驱动单元103通过总线互连。处理电路100是控制装置10的示例。cpu101包括根据软件程序执行期望处理的处理器。存储单元102包括半导体存储器。驱动单元103根据cpu101的控制生成电力转换装置3的控制信号。在该实施方式中，将cpu101和驱动单元103执行的处理一起简单地描述为控制装置10的处理。例如，控制装置10基于由电流检测器9a，9b等获取的检测结果来控制电力转换装置3。

(实施例)

将参照图14至18描述根据实施例的评价结果。

图14和图15是示出根据实施例的电动机驱动系统1的评价结果的图。图14示出了将图2所示的电流观测器21应用于第一实施方式记载的控制装置10时的评价结果(第一实施例)。图15示出了当将图2所示的电流观测器21应用于第一实施方式中记载的控制装置10a时的评价结果(第二实施例)。

另一方面，图16是示出根据比较例的电动机驱动系统的评价结果的示图。在图16所示的比较例中，在第一实施方式记载的控制装置10a中应用了根据比较例的电流观测器。比较例的电流观测器在以下方面与电流观测器21不同。第一个不同是，由磁通观测器生成的转子qds轴磁通估计值λqdr_s_est(k+1)被用作输入变量。第二个不同是不执行磁通输入的移动时间平均，并且不包括斜坡接口。如上所述，根据比较例的电流观测器不执行使磁通输入平滑的处理。

图14至图16中的每一个所示的评价结果是将开关频率fs设定为240赫兹(hz)时的评价结果，并且当以额定速度驱动电动机2时进行扭矩的阶跃响应试验。在下文中，将对它们进行对照描述。

从图14所示的第一实施例的评价结果，可以看出根据使用控制装置10进行的控制，转矩的指令值、测量值和估计值在期望的范围内彼此一致。

从图15所示的第二实施例的评价结果，可以看出在使控制装置10a进行的控制中，测量值和估计值与转矩的指令值不同。在此，虽然测量值和估计值与上述转矩指令值不同，但是测量值和估计值会对转矩的阶跃变化做出响应。由控制装置10a获取的上述评价结果可以被认为是评价实际转矩的值。

在根据图16所示的比较例的评价结果中，转矩的指令值、测量值和估计值彼此独立。尽管已经确认值的阶段性变化相互同步，但是未发现如同在第一和第二实施例中发现的值之间的相关性。

因此，在上述测试条件下，已确认可能难以应用比较例，并且第一实施例的构造表现出了有效的结果。

将描述转矩的阶跃响应试验的结果。图17是示出转矩的阶跃响应试验的评价结果的示图。图17中的图表以解析方式示出了转矩的阶跃响应试验的结果。纵轴表示转矩误差的大小，横轴表示转子的速度，进深表示转矩的大小。

转矩的阶跃响应试验是在两个条件下进行的，即2000赫兹(hz)和240赫兹(hz)作为采样频率fs。作为执行测试的状态，电动机2以稳定状态被驱动，并且转矩和负载在规定范围内变化。当时的转矩估计值和测量值之间的误差用三维图表示。作为转矩和负载的规定范围，转矩在从零到额定负载的范围内变化，并且速度在从零到额定速度的范围内变化。

在200赫兹(hz)和240赫兹(hz)的任何一种情况下，获得的结果使得根据实施方式的电动机驱动系统1实现了相对比较例而言更低的误差。特别是在240赫兹(hz)的情况下，差异非常明显。从240赫兹(hz)的评价结果可以看出，即使增加电动机2的速度时，也可以在不增大转矩误差的情况下控制电动机驱动系统1。

为了验证上述评价结果，评价了电流磁通估计单元20。

图18是示出电流磁通估计单元20的评价结果的图。图18所示的评价结果包括电流磁通估计单元20的评价结果和根据比较例的电流磁通估计单元的评价结果。电流磁通估计单元20的评价结果(a：第二实施例)是根据第二实施方式的具有电流观测器21的控制装置10a获得的评价结果(图2)。电流磁通估计单元的评价结果(b：比较例)是通过根据比较例的具有电流观测器，而不是电流观测器21，的控制装置10a获得的评价结果。

在图18中，定子磁通λqs_s和定子磁通估计值λqs_s_est的比较结果显示在顶部的第一个图表中，定子电流iqs_s和定子电流估计值iqs_s_est的比较结果显示在顶部的第二个图表中，转子磁通λqr_s和转子磁通估计值λqr_s_est的比较结果显示在顶部的第三个图表中，并且转矩指令值te_com、转矩测量值te_det和转矩估计值te_est的三个比较结果显示在底部的图表中。测试的条件如下：采样频率fs设置为500赫兹(hz)，电动机2的负载为零，并且施加规定的速度极限。上述的采样频率fs被设置为基本频率的10倍。

在此，对图18所示的评价结果进行比较说明。

在第二实施例的情况下，可以确定，在定子磁通、定子电流、转子磁通和转矩中的任何一个中，在估计值中出现阶段性量化失真，但是输入波形的再现性高并且跟随输入波形。

另一方面，在比较例的情形下，定子电流和转子磁通的输入波形的再现性低。至于转矩，获得了使得转矩测量值te_det和转矩估计值te_est不同于转矩指令值te_com的结果。在比较例的情形下，存在不跟随输入波形的值。

根据上述实施方式中的至少一种，电力转换装置3的控制装置10包括db-dtfc计算单元14、pwm控制器16、磁通观测器22、电流观测器21、和平均校正单元30。因此，在pwm控制器16中，驱动电动机2的电力转换装置3控制流过电动机2的绕组的电流。db-dtfc计算单元14计算规定电动机2的驱动量的驱动量指令值，并基于计算出的驱动量指令值来控制电力转换装置3。磁通观测器22至少基于算出的驱动量指令值，来计算电动机2的定子磁通的第一估计值和电动机2的转子磁通的第一估计值。电流观测器21至少基于定子磁通的算出的估计值来计算流过电动机2的定子绕组的电流的第一估计值。平均校正单元30包括第一转换处理单元31、第二转换处理单元32、和第三转换处理单元33。第一转换处理单元31基于电动机2的同步/励磁角频率ωe，根据规定转换规则来计算针对电动机2的定子磁通的第一估计值的电动机2的定子磁通的第二估计值。第二转换处理单元32基于电动机2的同步/励磁角频率ωe，根据规定转换规则来计算针对电动机2的转子磁通的第一估计值的电动机2的转子磁通的第二估计值。第三转换处理单元33基于电动机2的同步/励磁角频率ωe，根据规定转换规则来计算针对电动机2的定子电流的第一估计值的电动机2的定子电流的第二估计值。db-dtfc计算单元14至少基于电动机2的转矩指令、电动机2的定子磁通的第二估计值、电动机2的转子磁通的第二估计值、和流过电动机2的定子绕组的电流的第二估计值，来计算规定电动机2的驱动量的控制量。由此，可以高精度地控制感应电动机。

尽管已经描述了某些实施方式，但是这些实施方式仅通过实施例的方式给出，并且不意图限制本发明的范围。实际上，本文记载的新颖的实施方式可以以多种其他形式来体现；并且，在不脱离本发明的精神的情况下，可以以本文所述的实施方式的形式进行各种省略、替换和变型。所附权利要求及其等同物旨在覆盖落入本发明的范围和精神内的这种形式或变型。