用于控制具有N个开关单元的升压转换器的方法与流程

用于控制具有n个开关单元的升压转换器的方法
技术领域
1.本发明涉及一种用于控制具有n个开关单元的升压型转换器的方法。
2.本发明涉及一种dc/dc升压转换器，其是一种阶升dc电压转换器。


背景技术：

3.在混合动力车辆或电动车辆领域，已知的解决方案是在包括驱动电机4的电气组件10中采用升压转换器2，诸如图1所示。
4.在这样的电气组件10中，升压转换器2被放置在电压逆变器3和电机4的上游，被认为是动态电流源。
5.然而，升压转换器2被定位在电源1和输入滤波器的下游。
6.升压转换器2是dc
‑
dc类型的转换器。因此，其目的是为正在供电的负载供应大于或等于在输入端处测得的电压的dc电压。
7.这种类型的转换器是非最小相位系统。实际上，将输出电压与控制联系起来的传递函数(表示为h(s))在具有正实部的复平面中表现为零。
8.根据关于给定的稳定操作点的小信号模型开发和线性化，传递函数h(s)采用以下形式：
[0009][0010]
其中，z1>0、p1<0、以及p2<0分别是传递函数h(s)的零点和极点。
[0011]
此外，升压转换器是非最小相位系统，其输出响应最初是输入变化的反相。输出在朝向稳定点收敛之前趋于发散。这被称为输出电压的不稳定阶段。此外，其各种状态(一方面)与控制(另一方面)之间的关系是非线性的。
[0012]
相应地，一个普遍的问题是对具有n个开关单元的升压转换器进行稳定且快速的控制，其中，n是非零自然整数。
[0013]
值得注意的是，现有技术中已知的文献us 2017/0257038 a1描述了一种用于控制具有n个相位的升压转换器的方法，其中，n为非零自然整数。该方法旨在修改系统的斩波频率并在各个单元的控制命令之间添加相移，以避免dc母线的谐振频率。然而，这样的解决方案无法获得既稳定、动态又快速的控制。
[0014]
相应地，众所周知的问题是获得对这种升压转换器的更稳定且更快速的控制，而不是使用对级联回路的控制，这些级联回路往往会限制对外部干扰效应的控制的动态范围。


技术实现要素：

[0015]
提供了一种用于使用同步脉冲宽度调制控制具有n个开关单元的升压转换器的方法，其中，n是非零自然整数，该转换器在输入端处从电压源接收dc电压v
输入
并在输出端处供应大于或等于输入电压v
输入
的输出电压v
输出
，该方法包括：
[0016]
‑
测量所述升压转换器的输入电压v
输入
和输出电压v
输出
的步骤；
[0017]
‑
确定被设计用于对该升压转换器的方程组进行全局线性化的输出向量y的步骤；
[0018]
‑
计算该转换器的输出端处电负载的功率变化的步骤；
[0019]
‑
根据该输出向量y的二阶导数该电负载的功率的导数以及所测得的输入电压v
输入
与输出电压v
输出
之比来确定该转换器的n个占空比的步骤；以及
[0020]
‑
根据所确定的占空比来控制该转换器的每个开关单元的步骤。
[0021]
因此，控制方法可以通过以下方式获得：经由全局线性化对具有n个开关单元的转换器进行非线性控制，并且通过确保误差的稳定渐近收敛的控制对非线性进行补偿。这种方法允许将dc
‑
dc转换器的输出电压(该电压是在电压逆变器的输入端处去耦电容器的端子两端测得的电压)调节到用户设置的设定点电压，同时保证了系统的整体稳定性，并提供了对外部干扰效应的控制的相对较好的反应性和动态行为。
[0022]
有利地并且以非限制性的方式，当该转换器包括n>1个开关单元时，该确定n个占空比的步骤包括计算经过每个开关单元的能量流因此，可以考虑该转换器的动态行为来获得计算。
[0023]
有利地并且以非限制性的方式，该确定n个占空比的步骤包括：
[0024]
‑
通过应用以下公式，根据从第二个开关单元开始所计算的这些开关单元的能量流之和来计算第一个开关单元(k＝1)的占空比(α1)：
[0025][0026]
有利地并且以非限制性的方式，该确定n个占空比的步骤包括：通过应用以下方程组，根据所计算的能量流来计算除第一个开关单元以外的每个开关单元的占空比：
[0027][0028]
有利地并且以非限制性的方式，当该转换器包括单个开关单元时，该确定占空比的步骤包括应用以下方程：
[0029][0030]
因此，当该转换器仅包括一个开关单元时，可以获得计算占空比的更简单的步骤。
[0031]
有利地并且以非限制性的方式，该控制每个开关单元的步骤包括针对每个开关单元生成控制信号，该控制信号是所确定的占空比与对该转换器施加斩波频率的高频对称三角载波信号之间的逻辑比较的函数。有利地并且以非限制性的方式，该比较包括：
[0032]
对于该第一个开关单元(k＝1)：
[0033]
·
若α1≥载波1，则pwm1＝1；
[0034]
·
若否，则pwm1＝0；
[0035]
对于其他开关单元(k>1)：
[0036]
·
若α
k
≥载波
k
，则pwm
k
＝1；
[0037]
·
若否，则pwm
k
＝0；
[0038]
其中，载波
k
与载波1相位偏移2qπ/n，其中，q是2的自然整数倍。
[0039]
因此，该控制步骤基于简单的逻辑比较，确保了该步骤的快速执行。
[0040]
有利地并且以非限制性的方式，对于每个开关单元，该升压转换器都包括电感，并且该输出向量还根据每个电感的所测得电流来进行计算。因此，可以以可靠的方式计算该输出向量。
[0041]
有利地并且以非限制性的方式，每个电感的所测得电流的平均值是通过在最小值或最大值处对用于生成功率开关斩波的n个载波中的每个载波进行采样而获得的。
[0042]
本发明还涉及一种电气组件，该电气组件包括dc电源、具有n个开关单元的升压转换器、dc
‑
ac电压转换器、电机、以及用于控制被设计用于实施如前文所述的方法的所述升压转换器的装置。
附图说明
[0043]
在参照附图阅读通过非限制性示例给出的本发明的一个具体实施例的下文所呈现的说明时，本发明的其他特征和优点将会变得明显，在附图中：
[0044]
‑
图1是根据本发明的电力供应器的示意性电路图；
[0045]
‑
图2是根据本发明的第一实施例控制的具有n个相位的升压转换器的示意图，n是非零自然整数、此处大于3。
[0046]
‑
图3是根据本发明的计算升压转换器的输出端处的功率变化的步骤的示意图；
[0047]
‑
图4是在具有三个交错开关单元的一个示例中对本发明的第一实施例的电流进行采样的步骤的图形表示；
[0048]
‑
图5是根据本发明的第一实施例的非线性控制方法的示意图；
[0049]
‑
图6是通过本发明的第二实施例控制的单级升压转换器的示意图；以及
[0050]
‑
图7是根据本发明的第二实施例的非线性控制方法的示意图。
具体实施方式
[0051]
在本发明的第一实施例中，参考图1至图5，描述了使用具有“n”个开关单元的电压阶升转换器的状态反馈通过精确线性化进行的非线性控制方法。
[0052]
该方法允许补偿其所期望控制的系统所表现出的非线性。
[0053]
这种补偿的形式与该系统的结构相关联。举例来说，为了通过减法来补偿非线性项(表示为θ(x))，该系统的输入端处的控制向量u和非线性项θ(x)必须以加法u+θ(x)的形式一起出现。
[0054]
另一方面，为了通过除法来补偿θ(x)，控制向量u和非线性项必须以乘法u.θ(x)的形式一起出现。
[0055]
具有n个开关单元的升压转换器的方程如下：
[0056][0057]
方程(1)可以通过以下仿射非线性方程的一般形式写为：
[0058][0059]
因此，方程(2)变为：
[0060][0061]
其中，
[0062]
·
为系统状态变量的向量，
[0063]
·
表示被视为到该系统的输入的控制向量，α
k
是施加到第k个开关单元的开关s
k
的占空比，并且1
‑
α
k
是施加到第k个开关单元的开关的占空比。
[0064]
·
f(x)和q(x)是无限可微分的非线性函数；
[0065]
·
(l1,l2,...,l
n
)和c
输出
分别是每个开关单元的电感和升压转换器的输出端处的电容器；
[0066]
·
i1,i2,...,i
n
和v
输出
分别是每个电感中的电流和升压转换器的输出端处的电压；
[0067]
·
p
输出
是在输出端处连接到升压转换器的动态负载的功率。
[0068]
根据本发明的方法的目的是控制从输入端处的电压源到输出端处的负载的能量
流，同时将升压转换器的输出端处的电压v
输出
调节到设定点值(表示为)。
[0069]
该方法的第一步骤包括选择输出向量(表示为y)，以允许对系统进行全局线性化。
[0070]
对于具有n个臂的转换器的情况，以下方程(4)允许以零内部动力学获得经全局线性化的系统的输出向量：
[0071][0072]
该方法的第二步骤包括该输出向量y的一系列连续求导，直到出现控制向量u(t)＝α
k＝l,...,n
为止：
[0073]
首先，方程(4)的一阶导数产生以下方程：
[0074][0075]
该方程表示由升压转换器产生的损耗或其能量平衡。
[0076]
随后，方程(4)的二阶导数产生以下方程：
[0077][0078]
随后，实施计算经过每个开关单元k的能量流的步骤，这通过方程(6)允许获得具有n个未知数的n个方程的方程组，经由该方程组可以确定具有n个单元的升压转换器的每个单元k所需的控制α
k
。
[0079][0080]
其中，其中，k>1。
[0081]
从前述方程(7)开始，确定以下内容：
[0082]
·
用于通过以下方式控制具有n个臂的升压转换器的第一个单元的方程：
[0083][0084]
·
用于控制升压转换器的n
‑
1个单元的方程：
[0085][0086]
为了获得对误差的稳定渐近跟踪，提出：
[0087][0088]
其中，{k
′1，k
′2，k
′3}是方程(10)的调节器的可校准增益，
[0089]
以及
[0090][0091]
其中，{k
′1，k
′2}是方程(11)的调节器的可校准增益，以及
[0092]
ψ
k
＝i1‑
i
k
，并且为第k个单元的流设定点。更一般地，索引为“ref”的变量涉及相应变量的设定点值。
[0093]
因此，参考方程(10)，对方程(6)中通过状态反馈表示控制的的计算包括：
[0094]
‑
作用于误差的比例动作
[0095]
‑
作用于y与y
ref
之间的误差的比例动作；
[0096]
‑
作用于y与y
ref
之间的误差的积分动作；
[0097]
对设定点输出向量y
ref
及其导数的计算通过以下方程获得：
[0098][0099]
并且其中：
[0100][0101]
其中，η表示系统的效率，其取决于操作点，并且n表示单元的数量，
[0102]
并且：
[0103][0104]
重新使用方程(8)和(9)，应注意，在稳定状态下，n个占空比α
k＝1,...,n
朝向以下最终值收敛：
[0105][0106]
此表达式对应于升压转换器的开环传递函数(换句话说，静态增益)。
[0107]
为了计算输出功率的导数参考图3，进行以下变量变换：
[0108][0109]
其中，是图3中所示的估计输出功率。在稳定状态下，期望获得：
[0110][0111]
同样，参考图3，通过以下方程来估计输出功率的变化：
[0112][0113]
其中，{k
p
,k
i
}是可校准增益。
[0114]
因此，负载的功率变化通过降阶观测器获得。
[0115]
随后，参考图4，该方法实施对电流进行采样的步骤，以获得这些电流的平均值并产生斩波。
[0116]
高频信号(其专用于每个开关单元的斩波并表示为pwm
k＝1,...,n
)通过控制信号(表示为α
k＝1,...,n
)与施加功率转换器的斩波频率的高频对称三角信号(被称为载波)之间的逻辑比较而生成。另外，每个开关单元存在一个载波。
[0117]
每个载波彼此相位偏移2qπ/n，其中，q是2的自然整数倍，并且n是开关单元的编号。
[0118]
然而，在开关单元的编号为1时，遵循以下逻辑：
[0119]
·
若α1≥载波1，则pwm1＝1；
[0120]
·
若否，则pwm1＝0。
[0121]
在开关单元的编号为2时，遵循以下逻辑：
[0122]
·
若α2≥载波2，则pwm2＝1；
[0123]
·
若否，则pwm2＝0，
[0124]
其中，载波2与载波1相位偏移2π/n。
[0125]
在开关单元的编号为3时，遵循以下逻辑：
[0126]
·
若α3≥载波3，则pwm3＝1；
[0127]
·
若否，则pwm3＝0，
[0128]
其中，载波3与载波1相位偏移4π/n。
[0129]
在开关单元的编号为k时，遵循以下逻辑：
[0130]
·
若α
k
≥载波
k
，则pwm
k
＝1；
[0131]
·
若否，则pwm
k
＝0，
[0132]
其中，载波
k
与载波1相位偏移2qπ/n。
[0133]
因此，每个电流(表示为<i
k
>)的平均值可以通过在每个载波的最小值(或最大值)
处进行的采样来捕获。采样信号(表示为trig
k
)与其对应的载波同相。
[0134]
此方法——仅适用于使用fpga类型的硬件目标的框架——可以避免使用电流滤波的方法(该方法会导致需要补偿的控制出现延迟)。
[0135]
在电感中测得的电流的采样信号出现在载波的最小值或最大值处，以便获得电流的均值分量，而不会增加在使用低通数字滤波器的情况下由对真实信号进行滤波而产生的任何延迟。
[0136]
在本发明的第二实施例中，对于具有单个开关单元的升压转换器(也被称为单级升压转换器)，参考图1以及图6和图7，该方法包括相同的主要实施步骤，但是它们的计算模式可以加以简化。
[0137]
该单级升压转换器的方程如下：
[0138][0139]
方程(19)可以通过以下仿射非线性方程的一般形式写为：
[0140][0141]
因此，方程(20)变为：
[0142][0143]
其中，
[0144]
·
为系统状态变量的向量，
[0145]
·
表示被视为到该系统的输入的控制向量，α1是施加到开关单元的开关s
a
的占空比，并且1
‑
α1是施加到开关单元的开关的占空比。
[0146]
·
f(x)和g(x)是无限可微分的非线性函数；
[0147]
·
l1和c
输出
分别是升压的电感和电容器；
[0148]
·
i1和v
输出
分别是电感中的电流和升压的输出端处的电压；
[0149]
·
p
输出
是在输出端处连接到升压转换器的动态负载的功率。
[0150]
因此，根据本实施例的方法的目的是经由单个调节回路来控制从输入端处的电压源朝向输出端处的负载的能量流，同时将升压转换器的输出端处的电压v
输出
调节到设定点值(表示为)。
[0151]
该方法的第一步骤包括选择输出向量，以允许对系统进行全局线性化。
[0152]
以下方程(22)——表示允许对方程组(21)进行全局线性化的输出向量——对于单级升压转换器的情况允许获得经全局线性化系统的输出向量：
[0153]
[0154]
该方法的第二步骤包括通过一系列连续导数进行参考变换，直到出现控制向量u(t)＝α
k＝1,...,n
为止：
[0155]
首先，方程(22)的一阶导数产生以下方程：
[0156][0157]
该方程表示由升压转换器产生的损耗。
[0158]
随后，方程(22)的二阶导数产生以下方程：
[0159][0160]
从上面开始，推导出占空比α1的方程，使得：
[0161][0162]
其中，
[0163]
然而，在稳定状态(在恒定功率)下，占空比α1朝向以下最终值收敛：
[0164][0165]
因此，在(25)中动态计算的占空比在稳定状态下渐近且稳定地朝向方程(26)收敛。
[0166]
此表达式对应于升压转换器2的开环传递函数(换句话说，静态增益)。
[0167]
为了获得渐近指数跟踪，提出以下内容：
[0168]
·
计算控制向量的二阶导数：
[0169][0170]
其中，并且通过先前呈现的方程(23)获得。因此，确定第一调节器的一般形式，使得：
[0171][0172]
其中，{k
′1，k
′2，k
′3}是该调节器的可校准增益。
[0173]
因此，参考方程(28)，对(其对应于通过状态反馈进行的控制)的计算包括：
[0174]
‑
作用于误差的比例动作
[0175]
‑
作用于y与y
ref
之间的误差的比例动作；
[0176]
‑
作用于y与y
ref
之间的误差的积分动作。
[0177]
此外，对y
ref
和的计算通过以下方式执行：
[0178][0179]
其中，
[0180][0181]
其中，η表示系统的效率，其取决于操作点。
[0182]
另外，
[0183][0184]
·
以及估计输出端处功率的导数的变化
[0185]
执行以下变量变换：
[0186][0187]
并且，期望在稳定状态下获得：
[0188][0189]
从此处开始，通过以下方式估计输出功率的变化：
[0190][0191]
其中，k
p
和k
i
是可校准增益。