无线供电系统和受电装置的制作方法

1.本技术涉及一种无线供电系统和受电装置。


背景技术：

2.无线供电技术用于在相互处于非接触状态的送电侧与受电侧之间传输电力。进行作为无线供电技术之一的磁场耦合方式的无线供电的无线供电系统通过隔开空间地配置的送电侧线圈与受电侧线圈之间的磁耦合从送电侧向受电侧传输电力，但是由于送受电线圈的磁耦合的程度而电力传输效率和系统的动作状态受到影响。因此，提出了：通过规定的运算来估计磁耦合的程度(耦合系数)，并且根据耦合系数的估计值来控制受电侧的输出电压(二次侧电压)，由此进行最大效率控制(例如参照非专利文献1)。
3.非专利文献1：小林大太、其他2名“行驶中无线供电系统中的实时最大效率控制(日语：走行中
ワイヤレス
給電
システムにおけるリアルタイム
最大効率制御)”、ieej trans.ia,vol.136,no6(2016)、425
‑
432


技术实现要素：

4.发明要解决的问题
5.在无线供电系统中，在由于电路结构上和控制上的理由而耦合系数小的情况下，输入电力变大。在非专利文献1中，以供电时的耦合系数足够大为前提，但是在实际的供电中有可能由于送电侧线圈与受电侧线圈远离而耦合系数变小，在非专利文献1的技术中存在输入电力有可能变得过大这样的问题点。
6.本技术公开用于解决如上述那样的问题的技术，目的在于得到即使送电侧线圈与受电侧线圈的相对位置发生变化也能够防止对系统的输入电力变得过大、并且能够进行最大效率控制的无线供电系统和受电装置。
7.用于解决问题的方案
8.本技术中公开的无线供电系统具备：送电电路部，将从主电源供给的直流电力变换为交流电力；送电侧线圈，从送电电路部被供给交流电力；输入电力控制单元，进行对被供给到送电侧线圈的交流电力进行控制的输入电力控制；受电侧线圈，与从送电电路部被供给了交流电力的送电侧线圈磁耦合，通过在与送电侧线圈之间蓄积的磁能从送电侧线圈被传输交流电力；受电电路，具有将被传输到受电侧线圈的交流电力变换为直流的整流器和将来自整流器的输出电压进行变换的受电侧dc/dc转换器；以及受电电压控制单元，进行将整流器的输出电压控制为使电力传输效率最大的最大效率电压的受电电压控制。
9.发明的效果
10.根据本技术中公开的无线供电系统，能够得到即使送电侧线圈与受电侧线圈的相对位置发生变化也能够防止对系统的输入电力变得过大、并且能够进行最大效率控制的无线供电系统。
附图说明
11.图1是表示实施方式1中的无线供电系统的结构图。
12.图2是表示实施方式1所涉及的送电电路控制单元的硬件结构的例子的图。
13.图3是表示实施方式1所涉及的送电谐振器和受电谐振器的例子的图。
14.图4是表示送电谐振器与受电谐振器之间的电力传输效率与整流器输出电压的关系的例子的图。
15.图5是按不同的耦合系数表示送电谐振器与受电谐振器之间的电力传输效率与整流器输出电压的关系的变化的例子的图。
16.图6是将输入电力的时间变动与整流器输出电压的时间变动进行比较的图，是输入电力控制的控制周期与受电电压控制的控制周期相等的情况下的图。
17.图7是在实施方式2中将输入电力的时间变动与整流器输出电压的时间变动进行比较的图。
18.图8是表示实施方式3中的无线供电系统的结构图。
19.(附图标记说明)
20.10、101：送电电路部；11：主电源；12、121：逆变器；122：送电侧dc/dc转换器；13：电力检测单元；14、141：送电电路控制单元；14b：存储器；15：送电谐振器；151：送电侧线圈；20：受电电路；21：整流器；22：受电侧dc/dc转换器；25：受电谐振器；251：受电侧线圈；40：受电电路控制单元；81、811：送电装置；82：受电装置；100、200：无线供电系统；vdc：整流器输出电压；vdc_max：最大效率电压；pin：输入电力；pin*：输入电力指令值；tc、tc1、tc2：控制周期；tc2*：更新周期；ts：稳定时间。
具体实施方式
21.实施方式1.
22.以下，基于图1至图5来说明实施方式1。图1是表示实施方式1中的无线供电系统的结构图，图2是表示实施方式1所涉及的送电谐振器和受电谐振器的例子的图。无线供电系统100具备送电装置81和受电装置82。送电装置81具备主电源11、具有逆变器12的送电电路部10、检测主电源11与逆变器12之间的电力的电力检测单元13、控制逆变器12的送电电路控制单元14即输入电力控制单元以及送电谐振器15。受电装置82具备受电电路20、受电谐振器25以及负载30。送电电路部10将从主电源11供给的直流电力变换为交流电力并供给到送电谐振器15。被供给到送电谐振器15的交流电力如后述那样通过磁能被传输到受电谐振器25。被传输到受电谐振器25的交流电力经由受电电路20被供给到负载30。
23.主电源11输出直流电压并将直流电力输入到逆变器12。从主电源11被输入的直流电力通过逆变器12被变换为期望的交流电力，并被供给到送电谐振器15。此时，由电力检测单元13检测从主电源11被输入到逆变器12的直流电力，检测结果被输入到送电电路控制单元14。送电电路控制单元14基于电力检测单元13的检测结果，以使被输入到逆变器12的直流的输入电力pin成为固定的输入电力指令值pin*的方式进行输入电力控制。更具体地说，以使输入电力pin成为输入电力指令值pin*的方式生成驱动信号，并发送到构成逆变器12的开关元件(无图示)，由此进行输入电力控制。由此，向送电谐振器15供给的交流电力也被控制。
24.此外，在实施方式1中，将电力检测单元13连接在主电源11与逆变器12之间来检测被输入到逆变器12的直流电力，针对被输入到逆变器12的直流电力进行输入电力控制，但是也可以将逆变器的输出电力设为输入电力pin来进行输入电力控制，以使逆变器12的输出电力固定的方式控制逆变器12。在该情况下，以检测逆变器12与送电谐振器15之间的电力的方式将电力检测单元13进行连接。另外，逆变器12的输出电力是交流，因此例如以使有效值成为输入电力指令值pin*的方式进行控制。
25.在此，说明实现送电电路控制单元14的硬件结构。图2是表示实施方式1所涉及的送电电路控制单元的硬件结构的例子的图。送电电路控制单元14主要包括处理器14a、存储器14b、向构成逆变器12的半导体开关元件(无图示)发送驱动信号的栅极驱动器14c以及接收来自电力检测单元13的输入的输入电路14d。处理器14a例如是cpu(central processing unit：中央处理单元)、微型计算机、dsp(digital signal processor：数字信号处理器)等。存储器14b例如是ram(random access memory：随机存取存储器)等易失性存储器、rom(read only memory：只读存储器)、快闪存储器等非易失性存储器、或硬盘等磁盘等。在存储器14b中存储有由处理器14a执行的规定的程序，处理器14a适当读出并执行该程序来进行各种运算处理。处理器14a的运算结果根据需要被存储在存储器14b中。栅极驱动器14c基于处理器14a的运算结果生成具有规定的频率和占空比的驱动信号，并发送到构成逆变器12的半导体开关元件。
26.送电谐振器15和受电谐振器25是分别包括至少一个线圈的谐振电路，被设计成分别具有规定的谐振频率。如图3所示的例子那样，送电谐振器15是将自感为l1的送电侧线圈151与电容为c1的送电侧电容器152串联连接来构成的，受电谐振器25是将自感为l2的受电侧线圈251和电容为c2的受电侧电容器252串联连接来构成的。送电侧线圈151和送电侧电容器152被设计成在规定的谐振频率ω01下发生谐振，受电侧线圈251和受电侧电容器252被设计成在规定的谐振频率ω02下发生谐振。
27.送电侧线圈151和受电侧线圈251通过谐振来相互磁耦合，在送电侧线圈151与受电侧线圈251之间的空间中蓄积磁能。被供给到送电谐振器15的交流电力的电能通过该磁能被传输到受电谐振器25。被传输到受电谐振器25的电力被输入到受电电路20，在通过受电电路20被进行电力变换之后被供给到负载30。
28.关于谐振频率ω01和谐振频率ω02的调整，例如通过将送电侧电容器152和受电侧电容器252设为可变电容器并调整各自的电容c1、c2来进行即可。此外，关于谐振频率ω01和谐振频率ω02不特别限定。另外，在图3所示的例子中在受电谐振器25中设为将受电侧线圈251和受电侧电容器252串联连接的电路结构，但是也可以设为并联连接的电路结构。
29.受电电路20被连接在受电谐振器25与负载30之间来作为电力变换器发挥功能，从受电谐振器25侧起依次设置有整流器21和受电侧dc/dc转换器22。整流器21将从受电谐振器25输入的交流电力变换为直流，分别输出直流的整流器输出电压vdc和整流器输出电流idc。受电侧dc/dc转换器22将整流器输出电压vdc变换为规定的电压并输出到负载30。此外，成为分别由电压检测单元41和电流检测单元42检测整流器输出电压vdc和整流器输出电流idc的结构。此外，受电侧dc/dc转换器22既可以是绝缘型的dc/dc转换器，也可以是非绝缘型的dc/dc转换器。
30.负载30是马达或电池等，不特别限定。
31.对于受电侧dc/dc转换器22，由受电电路控制单元40、即受电电压控制单元进行控制。受电电路控制单元40基于由电压检测单元41和电流检测单元42检测的整流器输出电压vdc和整流器输出电流idc对受电侧dc/dc转换器22进行控制，由此进行受电电压控制。
32.此外，实现受电电路控制单元40的硬件结构与在图2中说明的送电电路控制单元14的硬件结构同样。将图2中的送电电路控制单元14、逆变器12以及电力检测单元13分别置换为受电电路控制单元40、受电侧dc/dc转换器22、和电压检测单元41以及电流检测单元42即可，对此省略图示。
33.接着，说明由受电电路控制单元40进行的受电电压控制。在由受电电路控制单元40进行的受电电压控制中，以使送电谐振器15与受电谐振器25之间的电力传输效率最大的方式控制整流器输出电压vdc。图4是表示谐振器间的电力传输效率与整流器输出电压的关系的例子的图。如图4所示，谐振器间的电力传输效率η依赖于整流器输出电压vdc，存在使电力传输效率η最大的整流器输出电压vdc(以后称为最大效率电压vdc_max)。受电电路控制单元40基于整流器输出电压vdc和整流器输出电流idc计算最大效率电压vdc_max，生成使整流器输出电压vdc成为最大效率电压vdc_max的驱动信号。受电电路控制单元40将所生成的驱动信号发送到构成受电侧dc/dc转换器22的开关元件(无图示)，来控制受电侧dc/dc转换器22。由此，以使整流器输出电压vdc成为最大效率电压vdc_max的方式控制受电侧dc/dc转换器22，进行使电力传输效率η最大的受电电压控制。
34.最大效率电压vdc_max依赖于作为送电侧线圈151与受电侧线圈251的磁耦合的程度的耦合系数。图5是按不同的耦合系数表示送电谐振器与受电谐振器之间的电力传输效率与整流器输出电压的关系的变化的例子的图。如图5所示，如果耦合系数不同，则整流器输出电压vdc与谐振器间的电力传输效率η的关系也变化，最大效率电压vdc_max也不同。耦合系数是根据送电侧线圈151和受电侧线圈251各自的自感以及送电侧线圈151与受电侧线圈251之间的互感而决定的，因此根据送电侧线圈151的形状、受电侧线圈251的形状以及受电侧线圈251相对于送电侧线圈151的相对位置等而发生变化。因此，在送电侧线圈151与受电侧线圈251的相对位置在动作中发生变化的情况下，需要一边根据耦合系数的变化实时地计算最大效率电压vdc_max一边进行受电电压控制。
35.作为实时地计算与耦合系数相应的最大效率电压vdc_max的方法，存在利用图5所示的整流器输出电压vdc与谐振器间的电力传输效率η的关系的方法。如图5所示，表示整流器输出电压vdc与电力传输效率η的关系的曲线若耦合系数不同则成为互不相同的曲线，并且各个曲线不交叉。这表示，如果整流器输出电压vdc与电力传输效率η的组合被确定则耦合系数被唯一地确定。而且，如果耦合系数被确定则表示整流器输出电压vdc与电力传输效率η的特性的曲线被唯一地确定，因此使vdc＝vdc_max的最大效率点也被唯一地确定。利用这一点，根据求出的电力传输效率η的特性计算最大效率电压vdc_max。另外，也可以预先将耦合系数与最大效率电压vdc_max的对应关系存储在受电电路控制单元40的存储器、即存储部中，在进行受电电压控制时根据整流器输出电压vdc与谐振器间的电力传输效率η的组合来决定耦合系数，并且还求出最大效率电压vdc_max。在该情况下，能够降低受电电路控制单元40中的运算量来缩短控制所需的运算时间。
36.关于谐振器间的电力传输效率η，通过将表示从送电装置81传输到受电装置82的电力的输出电力pout除以输入电力pin来计算。关于输出电力pout，通过将整流器输出电压
vdc与整流器输出电流idc相乘来计算。另外，在电力传输效率η的计算中，在以输入电力指令值pin*固定地控制输入电力pin这样的前提下进行。
37.根据如上述那样计算出的谐振器间的电力传输效率η与由电压检测单元41检测出的整流器输出电压vdc的组合来决定耦合系数，求出最大效率电压vdc_max。以上说明的最大效率电压vdc_max的计算方法是一例，也可以利用其它方法计算最大效率电压vdc_max。
38.此外，如上述那样，在实施方式1中，检测整流器输出电压vdc，基于整流器输出电压vdc和最大效率电压vdc_max改变驱动信号的占空比。作为驱动信号的生成方法，还能够使用被固定的占空比进行开环控制，但是基于防止控制偏差这样的观点，期望如实施方式1那样通过检测整流器输出电压vdc来进行闭环控制。
39.另外，在实施方式1中，检测整流器输出电压vdc和整流器输出电流idc，使用它们计算最大效率电压vdc_max。在最大效率电压vdc_max的计算中，还能够在受电谐振器25与受电电路20之间连接电压检测单元41和电流检测单元42，使用从受电谐振器25输出的电压和电流来进行计算，但是基于使信号处理容易这样的观点，期望如实施方式1那样根据整流器输出电压vdc和整流器输出电流idc计算最大效率电压vdc_max。从受电谐振器25输出的电压和电流是高频的交流电压和交流电流，因此在根据它们计算最大效率电压vdc_max的情况下，需要进行用于得到有效值的信号处理。整流器输出电压vdc和整流器输出电流idc已被变换为直流，因此不需要这样的信号处理。
40.根据实施方式1，能够得到即使送电侧线圈与受电侧线圈的相对位置发生变化也能够防止对系统的输入电力变得过大、并且能够进行最大效率控制的无线供电系统。更具体地说，具备对向送电谐振器的送电侧线圈供给的输入电力进行控制的送电电路控制单元。因此，即使送电侧线圈与受电侧线圈的相对位置发生变化而耦合系数发生变化，也能够防止输入电力变得过大。另外，受电装置具备受电电路控制单元，由该受电电路控制单元进行受电电压控制。在受电电压控制中，根据整流器输出电压与电力传输效率的组合求出与当前的耦合系数对应的最大效率电压，以成为所求出的最大效率电压的方式控制整流器输出电压。这样，分别进行送电侧的输入电力控制和受电侧的受电电压控制，因此即使送电侧线圈与受电侧线圈的相对位置发生变化也能够防止对系统的输入电力变得过大，并且能够进行最大效率控制。
41.另外，在受电电压控制中，检测整流器输出电压，进行闭环控制，因此能够防止控制偏差的产生。
42.另外，在最大效率电压的计算中，分别检测直流的整流输出电压和整流器输出电流，将它们使用于最大效率电压的计算。因此，从电压检测单元和电流检测单元发送的信号的处理容易。
43.实施方式2.
44.接着，基于图6和图7来说明实施方式2。此外，对与图1至图5相同或相当的部分附加相同的符号并省略其说明。图6和图7均是将输入电力pin的时间变动与整流器输出电压vdc的时间变动进行比较的图，示出了在以使输入电力pin成为输入电力指令值pin*的方式进行输入电力控制、并且以使整流器输出电压vdc成为最大效率电压vdc_max的方式进行受电电压控制的情况下的输入电力pin和整流器输出电压vdc的时间变动。在图6和图7中，使作为控制指令值的最大效率电压vdc_max以阶梯状发生变化。在图6中，受电电压控制的控
制周期与输入电力控制的控制周期相等，被设定为比输入电力控制的稳定时间短。与此相对，在表示实施方式2的图7中，受电电压控制的控制周期tc2被设定为输入电力控制的稳定时间ts以上。
45.当在受电电压控制中使最大效率电压vdc_max发生变化时，以将整流器输出电压vdc设为变化后的最大效率电压vdc_max的方式在受电装置82中进行受电电压控制。此时，对送电装置81的逆变器12产生与负载变动同样的影响。因此，输入电力控制中的稳定性恶化，输入电力pin发生变动而在输入电力pin与输入电力指令值pin*之间产生误差。如上述那样，整流器输出电压vdc的控制以输入电力pin被控制为固定为前提，因此当输入电力pin发生变动时，无法计算准确的最大效率电压vdc_max。在该情况下，基于包含误差的最大效率电压vdc_max控制整流器输出电压vdc，整流器输出电压vdc大幅变动。另外，这样的整流器输出电压vdc的变动使输入电力pin产生偏差。这样，如果输入电力控制与受电电压控制发生干扰而整流器输出电压vdc与输入电力pin互相使对方发生变动，则难以进行稳定的控制，控制变得不稳定。
46.在图6中，输入电力控制的控制周期与受电电压控制的控制周期相等，为控制周期tc，受电电压控制的控制周期比输入电力控制的稳定时间短，因此每次基于未收敛的状态的输入电力pin计算最大效率电压vdc_max。其结果，导致将包含误差的最大效率电压vdc_max1、vdc_max2作为指令值来控制整流器输出电压vdc，整流器输出电压vdc发生变动。此外，根据图5说明了输入电力pin的变动使最大效率电压vdc_max发生变动。即，输入电力pin的变动使电力传输效率η发生变动，使某个整流器输出电压vdc的情况下的耦合系数和最大效率点(最大效率电压vdc_max)发生变动。根据图5可知，如果在某个整流器输出电压vdc下电力传输效率η变大则耦合系数和最大效率电压vdc_max变大，如果电力传输效率η变小则耦合系数和最大效率电压vdc_max变小。
47.在实施方式2中，如图7所示，将受电电压控制的控制周期tc2设为输入电力控制的稳定时间ts以上。因此，最大效率电压vdc_max发生变化、整流器输出电压vdc一旦达到变化后的最大效率电压vdc_max之后，在输入电力pin收敛于输入电力指令值pin*之后进行接下来的控制步骤的运算。因此，能够准确地计算被计算的最大效率电压vdc_max，整流器输出电压vdc也不会发生变动。此外，输入电力控制的稳定时间ts是在受电装置82的控制设计阶段求出的，因此预先存储在受电电路控制单元40的存储器中即可。
48.此外，为了进行更稳定的控制，期望将输入电力控制的控制周期tc1与受电电压控制的控制周期tc2之差设定得大。例如，考虑将控制周期tc2设为控制周期tc1的10倍以上。受电电压控制的控制周期tc2在能够追随最大效率电压vdc_max的变动的范围即可。如上述那样，最大效率电压vdc_max依赖于磁耦合的耦合系数，因此在供电中受电侧高速地移动等、送电侧线圈151与受电侧线圈251的相对位置的变动急剧而耦合系数的变动也急剧的情况下，控制周期tc2的上限变小。另一方面，在受电侧停止而送电侧线圈151与受电侧线圈251的相对位置几乎不变动、耦合系数也几乎不变动的情况下，控制周期tc2的上限变大。
49.另外，在将最大效率电压vdc_max的更新周期tc2*与控制周期tc2独立地设定的情况下，如果将更新周期tc2*设定为输入电力控制的稳定时间ts以上，则也可以使输入电力控制的控制周期tc1与受电电压控制的控制周期tc2相等。在该情况下，虽然整流器输出电压vdc按与输入电力pin相同的控制周期被控制，但是直到输入电力pin收敛为止不进行最
大效率电压vdc_max的计算和更新，因此能够防止上述的控制的干扰。此外，由于更新周期tc2*比控制周期tc2长，因此如果控制周期tc2为稳定时间ts以上，则更新周期tc2*变得比稳定时间ts长。
50.此外，在图7中使作为控制指令值的最大效率电压vdc_max以阶梯状发生变化，但是不限于此。
51.其它与实施方式1同样，因此省略其说明。
52.根据实施方式2，能够得到与实施方式1同样的效果。另外，能够使输入电力控制和受电电压控制稳定。更具体地说，将受电电压控制的控制周期设为输入电力控制的稳定时间以上，防止了使作为受电电压控制的指令值的最大效率电压发生变化时的控制干扰。即，避免基于未收敛的状态的输入电力计算最大效率电压，因此防止基于包含误差的最大效率电压进行受电电压控制。另外，还能够防止由于基于错误的指令值的受电电压控制而在输入电力上产生控制偏差。通过这样防止输入电力控制与受电电压控制之间的控制干扰，防止各个控制变得不稳定，能够进行更稳定的控制。
53.此外，在实施方式2中将最大效率电压设为受电电压控制中的指令值，但是不限于此。只要是受电电压控制的指令值的变化在输入电力控制与受电电压控制之间引起控制干扰的系统，则能够应用实施方式2来谋求控制的稳定化。例如，考虑应用于受电电压装置搭载于移动体且受电电压控制的指令值发生变化的系统。在这样的系统中，考虑到由于移动体在供电中移动而耦合系数大幅变动，控制变得不稳定，但是通过如实施方式2那样将受电电压控制的控制周期设定为输入电力控制的稳定时间以上，能够谋求控制的稳定化。
54.实施方式3.
55.接着，基于图8来说明实施方式3。此外，对与图1相同或相当的部分附加相同的符号并省略其说明。是表示实施方式3中的无线供电系统的结构图。实施方式3在送电电路部具备送电侧dc/dc转换器这一点不同于实施方式1。无线供电系统200的送电装置811具备主电源11、具备逆变器121和送电侧dc/dc转换器122的送电电路部101、检测主电源11与送电侧dc/dc转换器122之间的电力的电力检测单元13、控制逆变器121和送电侧dc/dc转换器122的送电电路控制单元141以及送电谐振器15。此外，送电侧dc/dc转换器122既可以是绝缘型的dc/dc转换器，也可以是非绝缘型的dc/dc转换器。
56.从主电源11输入的直流电力被输入到送电侧dc/dc转换器122，通过送电侧dc/dc转换器122被变换为期望的直流电力。逆变器121将由送电侧dc/dc转换器122输出的直流电力变换为交流，并供给到送电谐振器15。电力检测单元13检测从主电源11被输入到送电侧dc/dc转换器122的直流电力，将检测结果输出到送电电路控制单元141。送电电路控制单元141基于电力检测单元13的检测结果，以使被输入到送电侧dc/dc转换器122的直流的输入电力pin成为固定的输入电力指令值pin*的方式进行输入电力控制。由此，被供给到送电谐振器15的电力也被控制。
57.此外，在实施方式3中，将电力检测单元13连接在主电源11与送电侧dc/dc转换器122之间来检测被输入到送电侧dc/dc转换器122的直流电力，针对被输入到送电侧dc/dc转换器122的直流电力进行输入电力控制，但是也可以将送电侧dc/dc转换器122的输出电力设为输入电力pin来进行输入电力控制，以使送电侧dc/dc转换器122的输出电力固定的方式控制送电侧dc/dc转换器122。在该情况下，以检测送电侧dc/dc转换器122与逆变器121之
间的电力的方式将电力检测单元13进行连接。
58.逆变器121只是将由送电侧dc/dc转换器122输出的直流电力变换为交流电力，不会如实施方式1的逆变器12那样进行输入电力控制。
59.实现送电电路控制单元141的硬件结构与在图2中说明的送电电路控制单元14的硬件结构同样。将图2中的送电电路控制单元14置换为送电电路控制单元141，并将逆变器12置换为逆变器121和送电侧dc/dc转换器122即可，对此省略图示。
60.其它与实施方式1同样，因此省略其说明。
61.根据实施方式3，能够得到与实施方式1同样的效果。另外，能够防止输入电力控制中的开关损耗的增大。更具体地说，设为如下结构：送电电路部具备发送侧dc/dc转换器和逆变器，由送电侧dc/dc转换器进行输入电力控制，并且在逆变器中仅进行从直流电力向交流电力的变换。在由逆变器进行输入电力控制的情况下，需要进行相移控制和输出频率变更等，根据输入电力指令值而有可能无法进行软开关动作(soft switching)。在无法进行软开关动作的情况下，逆变器中的开关损耗增大。与此相对，在实施方式3中由逆变器仅进行从直流电力向交流电力的变换，因此能够防止上述的开关损耗的增大。
62.另外，不存在伴随逆变器对输入电力的大小的控制所产生的动作频率的限制，因此能够提高设计自由度。
63.此外，只要是将磁耦合的送电侧线圈和受电侧线圈包括1对以上的无线供电系统则能够应用本技术中公开的上述实施方式。因此，送电谐振器和受电谐振器的结构不限于图2所示的结构。另外，还能够应用于非谐振的结构。
64.本技术记载了各种例示性的实施方式和实施例，但是一个或多个实施方式中记载的各种特征、方式以及功能不限于特定的实施方式的应用，能够以单独或各种组合应用于实施方式。
65.因而，在本技术中公开的技术的范围内可设想未例示的无数个变形例。例如包括将至少一个结构要素变形的情况、追加的情况或省略的情况以及提取至少一个结构要素并与其它实施方式的结构要素组合的情况。