本发明涉及一种步进马达的驱动技术。
背景技术：
步进马达广泛用于电子机器、产业机械、机器人。步进马达是与主控制器产生的输入时钟同步旋转的同步马达，启动、停止、定位具有优异的控制性。进而，步进马达能够实现开环中的位置控制，另外，具有适于数字信号处理的特性。
图1是具备现有的步进马达及其驱动电路的马达系统的框图。主控制器2对驱动电路4供给输入时钟clk。驱动电路4与输入时钟clk同步地使激磁位置变化。
图2是对激磁位置进行说明的图。激磁位置视为步进马达6的2个线圈l1、l2中流过的线圈电流(驱动电流)iout1、iout2的组合。图2中表示8个激磁位置1～8。1相激磁中，在第1线圈l1与第2线圈l2中交替流过电流，使激磁位置2、4、6、8转变。2相激磁中，在第1线圈l1与第2线圈l2的二者中流过电流，使激磁位置1、3、5、7转变。1-2相激磁是1相激磁与2相激磁的组合，使激磁位置1～8转变。微步进驱动中，更细致地控制激磁位置。
在通常状态下，步进马达的转子以与输入时钟数成正比的步角为单位同步旋转。然而，如果产生急剧的负载变动或速度变化，就会偏离同步。这被称为失步。一旦发生失步，其后要使步进马达正常驱动必须进行特别的处理，因此期望防止失步。
为了解决该问题，在多大数情况下，以相对于设想的最大负载设置裕度，获得考虑到失步裕度的输出转矩的方式设计驱动电路。然而，如果使裕度变大，则电力损耗变大。
专利文献5中，提出如下技术：一面防止失步，一面通过反馈优化输出转矩(即电流量)，由此减少消耗电力，改善效率。
[背景技术文献]
[专利文献]
[专利文献1]日本专利特开平9-103096号公报
[专利文献2]日本专利特开2004-120957号公报
[专利文献3]日本专利特开2000-184789号公报
[专利文献4]日本专利特开2004-180354号公报
[专利文献5]日本专利第6258004号公报
技术实现要素：
[发明要解决的问题]
图3是对步进马达的启动时的顺序进行说明的图。当在时刻t0被赋予输入时钟信号in时，马达起动。输入时钟信号in的频率、即马达的转数指令随时间增大(梯形波驱动)。起动刚开始时尤其容易失步，因此使输出转矩的反馈控制无效化，以最大转矩(最大电流)驱动马达。具体来说，将电流设定值iref设定为最大值ifull。然后，当马达的旋转稳定时，在时刻t1，将输出转矩(驱动电流)的反馈控制切换为有效。通过反馈控制，使电流设定值iref靠近与此时的负载等相应的最合适的的电流量iopt并稳定。
时刻t1以后，电流设定值iref是通过反馈控制来进行调整的，因此要使其稳定在某一最合适的电流量iopt，需要稳定时间(延迟时间)τs。为了进一步削减消耗电力，期望缩短该稳定时间τs。
本发明是鉴于该问题而完成的，其一形态的例示性目的之一在于提供一种能够在短时间内优化电流设定值的驱动电路。
[解决问题的技术手段]
本发明的一形态涉及一种步进马达的驱动电路。驱动电路具备：电流值设定电路，产生电流设定值；恒流斩波电路，产生脉冲调制信号，该脉冲调制信号以使线圈中流过的线圈电流的检测值靠近基于电流设定值的目标量的方式作脉冲调制；及逻辑电路，根据脉冲调制信号控制连接在步进马达的线圈的桥接电路。电流值设定电路在旋转开始后的第1期间，将电流设定值设为指定的第1设定值，在接下来的第2期间，使电流设定值按指定的方式下降至小于第1设定值的指定的第2设定值，其后，转变为高效率模式，通过反馈控制调整电流设定值。
高效率模式下的电流设定值的收敛值能够根据步进马达的负载事先预测(包含测定、计算)。并且，通过将所预测的收敛值作为第2设定值赋予，在第2期间中能够使电流设定值在短时间内变化为所预测的收敛值。其后，通过转变为高效率模式，电流设定值便在短时间内收敛为实际的收敛值。由此，能够在短时间内优化电流设定值。
电流值设定电路可以在第2期间，使电流设定值以n步(n≧2)从第1设定值变化为第2设定值。步数n可以是可变的。
电流值设定电路可以包含：运算部，产生将第1设定值与第2设定值内分获得的至少一个中间值；多工器，接收第2设定值及至少一个设定值，选择与控制数据相应的一个；及波形控制器，在第2期间，使控制数据随时间变化。
步宽度可以相等。
逻辑电路可以基于输入时钟的周期，产生规定从第1期间向第2期间转变的触发的遮蔽信号。
驱动电路可以进而具备检测线圈产生的反电动势的反电动势检测电路。电流设定电路可以在高效率模式下基于反电动势对电流设定值进行反馈控制。
电流值设定电路可以进而包含：负载角推定部，基于反电动势推定负载角；及反馈控制器，以使推定的负载角靠近指定的目标角的方式产生电流设定值。
驱动电路可以一体集成化在一个半导体基板。“一体集成化”包含电路的所有构成要素均形成在半导体基板上的情况、以及电路的主要构成要素一体集成化的情况，也可以将一部分电阻或电容器等设置在半导体基板的外部以用来调节电路常数。通过将电路集成化在1个芯片上，能够削减电路面积，并且能够保持电路元件的特性均衡。
本发明的另一形态涉及一种电子机器。电子机器具备步进马达、及驱动步进马达的根据上述任一项所述的驱动电路。
此外，以上构成要素的任意组合、以及将本发明的构成要素及表现在方法、装置、系统等间相互置换而成的发明也作为本发明的形态有效。
[发明效果]
根据本发明的一形态，能够在短时间内优化电流设定值。
附图说明
图1是具备现有步进马达及其驱动电路的马达系统的框图。
图2是对激磁位置进行说明的图。
图3是对步进马达的启动时的顺序进行说明的图。
图4是表示实施方式的驱动电路的构成的框图。
图5(a)是图4的驱动电路的动作波形图，图5(b)是现有驱动电路的动作波形图。
图6(a)～(d)是表示第2期间中的电流设定值的另一转变方式的波形图。
图7是表示电流值设定电路的构成例的电路图。
图8是表示驱动电路的具体构成例的图。
图9是表示电流值设定电路的另一构成例的图。
图10(a)～(c)是表示具备驱动电路的电子机器的示例的立体图。
具体实施方式
以下，基于优选实施方式，参照附图对本发明进行说明。对各附图中示出的同一或同等构成要素、部件、处理标注同一符号，适当省略重复说明。另外，实施方式并不限定发明而仅为例示，实施方式中记述的所有特征及它们的组合未必是发明的本质特征。
本说明书中，“部件a与部件b连接的状态”除了包含部件a与部件b直接物理连接的情况外，也包含部件a与部件b经由不对它们的电连接状态产生实质影响、或不损害由它们的结合产生的功能及效果的其它部件间接连接的情况。
同样，“部件c设置在部件a与部件b之间的状态”除了包含部件a与部件c、或部件b与部件c直接连接的情况以外，也包含经由不对它们的电连接状态产生实质影响、或不损害由它们的结合产生的功能及效果的其它部件间接连接的情况。
为了便于理解，本说明书中参照的波形图及时序图的纵轴及横轴适当扩大、缩小，另外，示出的各波形也为了便于理解而简化、或夸张、或强调。
图4是表示实施方式的驱动电路200的构成的框图。驱动电路200与步进马达102共同构成马达系统100。步进马达102可以是pm(permanentmagnet，永磁)型、vr型(variablereluctance，可变磁阻)型、hb(hybrid，混合)型的任一种。
输入时钟clk从主控制器2输入驱动电路200的输入引脚in。另外，对驱动电路200的方向指示引脚dir输入指示顺时针(cw)、逆时针(ccw)的方向指示信号dir。
驱动电路200每当被输入了输入时钟clk时，使步进马达102的转子向与方向指示信号dir相应的方向旋转指定角度。
驱动电路200具备桥接电路202_1、202_2、电流值设定电路210、恒流斩波电路250_1、250_2、及逻辑电路270，一体集成化在一个半导体基板上。
于本实施方式中，步进马达102是2相马达，包含第1线圈l1及第2线圈l2。驱动电路200的驱动方式并无特别限定，在本实施方式中是双极驱动方式，支持2相激磁、12相激磁、及微步进驱动。
第1通道ch1的桥接电路202_1与第1线圈l1连接。第2通道ch2的桥接电路202_2与第2线圈l2连接。
桥接电路202_1、202_2分别为包含4个晶体管m1～m4、及未图示的预驱动器的h桥接电路(全桥接电路)。桥接电路202_1的晶体管m1～m4基于来自逻辑电路270的控制信号cnt1被切换，由此切换第1线圈l1的电压(也称为第1线圈电压)vout1。
桥接电路202_2与桥接电路202_1同样构成，其晶体管m1～m4基于来自逻辑电路270的控制信号cnt2被切换，由此切换第2线圈l2的电压(也称为第2线圈电压)vout2。
电流值设定电路210产生电流设定值iref。恒流斩波电路250_1在第1线圈l1的通电中，产生脉冲调制信号spwm1，该脉冲调制信号spwm1以使第1线圈l1中流过的线圈电流il1的检测值inf1靠近基于电流设定值iref的目标量的方式作脉冲调制。恒流斩波电路250_2在对第2线圈l2通电中，产生脉冲调制信号spwm2，该脉冲调制信号spwm2以使第2线圈l2中流过的线圈电流il2的检测值inf2靠近电流设定值iref的方式作脉冲调制。
桥接电路202_1、202_2分别包含电流检测电阻rnf，电流检测电阻rnf的电压下降成为线圈电流il的检测值。此外，电流检测电阻rnf的位置并无限定，可以设置在电源侧，也可以与线圈串联设置在桥接电路的2个输出之间。
逻辑电路270根据脉冲调制信号spwm1，控制连接在第1线圈l1的桥接电路202_1。另外，逻辑电路270根据脉冲调制信号spwm2，控制连接在第2线圈l2的桥接电路202_2。
逻辑电路270每当被输入了输入时钟clk时，使激磁位置变化，切换供给电流的线圈(或线圈对)。激磁位置视为第1线圈l1与第2线圈l2各自的线圈电流的大小与方向的组合。激磁位置可以仅根据输入时钟clk的正缘转变，可以仅根据负缘转变，也可以根据它们双方转变。
电流值设定电路210在旋转开始后的第1期间t1，将电流设定值iref设为指定的第1设定值(以下称为全转矩设定值)ifull。在接下来的第2期间t2，使电流设定值iref按指定的方式下降至比全转矩设定值ifull小的指定的第2设定值(以下称为高效率设定值)ilow。从第1期间t1向第2期间t2的转变以驱动电路200的内部产生的遮蔽信号mask为触发。
在马达驱动电路200设置着产生遮蔽信号mask的时序产生器。时序产生器例如包含对输入时钟clk的周期进行计数的计数器，如果输入时钟clk的周期持续多个循环稳定，那么可以使遮蔽信号mask的电平变化，从第1期间t1向第2期间t2转变。并且，如果经过预先规定的时间、或被输入了指定数量的输入时钟clk，也可以向高效率模式移行。
其后，转变为高效率模式，通过反馈控制调整电流设定值iref。
以上为驱动电路200的构成。接下来对其动作进行说明。图5(a)是图4的驱动电路200的动作波形图。
为了明确驱动电路200的效果，参照图5(b)重新对现有驱动电路的动作进行说明。以往，在第1期间t1中，使电流设定值iref固定为全转矩设定值ifull后，立即转变为高效率模式。因为全转矩设定值ifull与收敛值iopt的乖离大，所以到电流设定值iref收敛为止的延迟时间τ会变得非常长。
接下来，参照图5(a)，对图4的驱动电路200的动作进行说明。在时刻t0，被输入了输入时钟clk，这成为旋转起动的指示。起动刚开始后的第1期间t1中，电流设定值iref成为全转矩设定值ifull。规定全转矩设定值ifull时考虑设置不发生失步的程度的较大裕度。全转矩设定值ifull可以是能够设定的电流范围的最大值，在该情况下，在刚起动后以最大转矩进行驱动。
在时刻t2，移行至第2期间t2。在第2期间t2，电流设定值iref向高效率设定值ilow下降。在本例中，电流设定值iref经过1个中间值，呈阶梯状变化，该中间值是全转矩设定值ifull与高效率设定值ilow的中点。
在时刻t3，第2期间t2结束，移行至高效率模式。在高效率模式下，通过反馈控制调节电流设定值iref，收敛至恒定状态下某一最合适的值iopt。收敛所需的时间τ'比图5(b)的延迟时间τ短。
以上为驱动电路200的动作。接下来对其优点进行说明。
高效率模式下的电流设定值iref的收敛值iopt能够根据步进马达的负载事先预测(包含测定、计算)。并且，通过将所预测的收敛值iopt^设为高效率设定值ilow，能够在第2期间t2使电流设定值iref在短时间内变化为所预测的收敛值iopt^。预测值iopt^接近实际的收敛值iopt，因此在转变为高效率模式后，能够在短时间内使电流设定值iref收敛至实际的收敛值iopt。
本发明能够以图4的框图及电路图理解，或及于由上述说明推导的各种装置、方法，并不限定于特定构成。以下，为了帮助理解发明的本质及动作，以及为了使它们更加明确，对更具体的构成例及实施例进行说明，但这并不缩小本发明的范围。
图6(a)～(d)是表示第2期间t2中的电流设定值iref的另一转变方式的波形图。图6(a)中，当从第1期间t1向第2期间t2移行时，不经过中间值而直接转变为高效率设定值ilow。
图6(b)中，当从第1期间t1向第2期间t2移行时，经过数个、即n个中间值，以n步转变为高效率设定值ilow。中间值的个数n并无限定。
图6(c)中，在第2期间t2中，电流设定值iref从全转矩设定值ifull线性变化为高效率设定值ilow。
图6(d)中，在第2期间t2中，电流设定值iref从全转矩设定值ifull向高效率设定值ilow衰减。
图7是表示电流值设定电路210的构成例的电路图。电流值设定电路210具备前馈控制器240、反馈控制器220、及多工器212。
前馈控制器240在第1期间t1激活，产生电流设定值ix。反馈控制器220在第2期间t2激活，产生电流设定值iy。多工器212在第1期间t1选择电流设定值ix，在第2期间t2选择电流设定值iy。多工器212受模式控制信号mode控制。
前馈控制器240也可以包含运算部242、多工器244、波形控制器246、及多工器248。
运算部242产生将全转矩设定值ifull与高效率设定值ilow内分获得的至少一个中间值im1～imn。本例中n＝3。
例如，中间设定值im1～im3可以通过如下方式产生。
im1＝(3×ifull+1×ilow)/(n+1)
im2＝(2×ifull+2×ilow)/(n+1)
im3＝(1×ifull+3×ilow)/(n+1)
在该情况下，步宽度相等。进行概括，则第i个中间设定值设为
imi＝{(n+1－i)×ifull+i×ilow}/(n+1)
即可。
多工器244接收高效率设定值ilow及至少一个设定值im1～imn，选择与控制数据sw相应的一个。本例中，控制数据sw为2比特，[00]时选择im1，[01]时选择im2，[10]时选择im3，[11]时选择ilow。
多工器248接收全转矩设定值ifull及多工器244的输出。遮蔽信号mask为断言(高)的期间是第1期间t1，选择全转矩设定值ifull。当遮蔽信号mask为否定(低)时，选择多工器244的输出，移行至第2期间t2。
波形控制器246当遮蔽信号mask被否定时，使控制数据sw随时间变化。可以根据控制数据sw的顺序设定步数。波形控制器246可以与输入时钟s1同步地使控制数据sw变化。例如可以于每个输入时钟s1的正缘使控制数据sw变化。
波形控制器246已知转变完成的时序，因此模式控制信号mode可以由波形控制器246产生。
例如，如果在第2期间t2使控制数据sw固定为[11]，那么能够获得图6(a)的波形。另外，如果在第2期间t2使控制数据sw依次转变为[00][01][10][11]，那么能够获得图6(b)的波形。另外，如果在第2期间t2使控制数据sw依次转变为[01][11]，那么能够获得图5(a)的波形。
如此，利用图7的电流值设定电路210，能够用同一硬件产生各种转变方式。
图8是表示驱动电路200的具体构成例的图。图8中仅表示与第1线圈l1相关的部分。
反电动势检测电路230检测第1线圈l1产生的反电动势vbemf1。反电动势的检测方法并无特别限定，使用公知技术即可。一般来说，反电动势可以通过如下方法获得：设定一检测窗(检测区间)，将线圈的两端设为高阻抗，对此时的线圈的电压进行取样。
转数检测电路232获取步进马达102的转数ω(频率)，产生表示转数ω的检测信号。例如转数检测电路232可以测定与转数ω的倒数成正比的周期t(＝2π/ω)，将周期t作为检测信号输出。在未产生失步的状况下，输入时钟clk的频率(周期)与步进马达102的转数(周期)成正比。因此，转数检测电路232也可以检测输入时钟clk、或基于其产生的内部信号的周期，设为检测信号。
反馈控制器220包含负载角推定部222、减法器224、pi(proportionintegration，比例积分)控制器226。
反馈控制器220在高效率模式下，基于反电动势vbemf1对电流设定值iref(＝iy)进行反馈控制。负载角推定部222基于反电动势vbemf1推定负载角φ。负载角φ相当于第1线圈l1中流过的驱动电流所规定的电流矢量(即位置指令)与转子(可动子)的位置的差。
检测区间中的反电动势vbemf1通过下式赋予。
vbemf1＝ke·ω·cosφ
ke为感应电压常数，ω为转数。因此，通过测定反电动势vbemf，能够产生与负载角φ具有相关性的检测值。例如，也可以将cosφ设为检测值，在该情况下，检测值由下式表示。
cosφ＝vbemf1·ω-1/ke
＝vbemf1·(t/2π)·ke-1
反馈控制器220以使所推定的负载角φ靠近指定的目标角φref的方式产生电流设定值iy。具体来说，减法器224产生基于负载角φ的检测值cosφ与该目标值cos(φref)的误差err。pi(比例·积分)控制器226以使误差err成为零的方式进行pi控制运算，产生电流设定值iy。也可以代替pi控制器，使用进行p(比例)控制运算的p控制器、进行pid(比例·积分·微分)控制运算的pid控制器。或者，反馈控制器220的处理也可以通过使用误差放大器的模拟电路实现。
此外，电流设定值iy的优化方法并不限定于此。例如也可以预先规定反电动势vbemf1的目标值vbemf(ref)，以使反电动势vbemf1靠近目标值vbemf(ref)的方式构成反馈回路。
恒流斩波电路250_1包含d/a(digitalanalog，数字模拟)转换器252、pwm(pulsewidthmodulation，脉冲宽度调制)比较器254、振荡器256、触发器258。d/a转换器252将电流设定值iref转换为模拟电压vref。pwm比较器254将反馈信号inf1与基准电压vref进行比较，当inf1>vref时，断言断开信号soff(设为高)。振荡器256产生规定斩波频率的周期性的导通信号son。触发器258输出根据导通信号son转变为导通电平(例如高)、根据断开信号soff转变为断开电平(例如低)的pwm信号spwm1。
图9是表示电流值设定电路210的另一构成例的图。反馈控制器220在高效率模式下激活，产生电流補正值δi，该电流補正值δi的值以使负载角φ靠近目标值φref的方式被调节。电流補正值δi在第1期间t1及第2期间t2中为零。电流值设定电路210包含加法器214代替图8的多工器212，加法器214使前馈控制器240产生的高效率设定值ilow与电流補正值δi相加。由此，以使负载角φ靠近目标值φref的方式调节电流设定值iref＝ilow+δi。
最后，对驱动电路200的用途进行说明。驱动电路200用于各种电子机器。图10(a)～(c)是表示具备驱动电路200的电子机器的示例的立体图。
图10(a)的电子机器为光碟装置500。光碟装置500具备光碟502及读头504。读头504是为了对光碟502写入、读出数据而设置的。读头504能够沿光碟的半径方向在光碟502的记录面上移动(跟踪)。另外，读头504与光碟的距离也是可变的(聚焦)。读头504由未图示的步进马达定位。驱动电路200控制步进马达。根据该构成，能够防止失步并以高效率将读头504高精度地定位。
图10(b)的电子机器为数字静态相机或数字摄像机、手机终端等带摄像功能的器件600。器件600具备摄像元件602、自动聚焦用透镜604。步进马达102进行自动聚焦用透镜604的定位。驱动电路200驱动步进马达102。根据该构成，能够防止失步并以高效率将自动聚焦用透镜604高精度地定位。除自动聚焦用透镜以外，也可以将驱动电路200用于驱动抖动校正用透镜。或者，驱动电路200也可以用于光圈控制。
图10(c)的电子机器为打印机700。打印机700具备头部702及导轨704。头部702被支撑为能够沿导轨704定位。步进马达102控制头部702的位置。驱动电路200控制步进马达102。根据该构成，能够防止失步并以高效率将头部702高精度地定位。除用于头部驱动以外，也可以将驱动电路200用于驱动用纸输送机构用马达。
以上，基于实施方式对本发明进行了说明。该实施方式是例示，业者应当理解，这些各构成要素及各处理制程的组合可以存在各种变化例，另外，这种变化例也包含于本发明的范围内。以下，对这种变化例进行说明。
(变化例1)
实施方式中，对桥接电路202包含全桥接电路(h桥接)的情况进行了说明，但并不限定于此，也可以包含半桥接电路。另外，桥接电路202可以与驱动电路200a(200b)为不同芯片，也可以是离散零件。
(变化例2)
实施方式中，2个线圈中流过的电流iout1、iout2根据激磁位置导通、断开，但其电流量固定，与激磁位置无关。在该情况下，转矩根据激磁位置变动。也可以代替该控制，以使转矩与激磁位置无关地成为固定的方式修正电流iout1、iout2。参照图2，例如在1-2相激磁时，可以将激磁位置2、4、6、8中的电流iout1、iout2的量设为激磁位置1、3、5、7中的电流的量的√2倍。
(变化例3)
逻辑电路270也可以代替以使负载角φ靠近目标角φref的方式调节脉冲调制信号s2的占空比的方法、或与该方法组合，调节对桥接电路202供给的电源电压vdd。通过使电源电压vdd变化，能够使对步进马达102的线圈l1、l2的电力变化。
基于实施方式，用具体语句对本发明进行了说明，但实施方式仅仅是示出了本发明的原理、应用，实施方式在不脱离权利要求书所规定的本发明的思想的范围内，可能存在多种变化例及配置的变更。
[符号的说明]
100马达系统
102步进马达
l1第1线圈
l2第2线圈
200马达驱动电路
202桥接电路
rnf检测电阻
210电流值设定电路
212多工器
220反馈控制器
222负载角推定部
224减法器
226pi控制器
230反电动势检测电路
240前馈控制器
242运算部
244多工器
246波形控制器
248多工器
250恒流斩波电路
252d/a转换器
254pwm比较器
256振荡器
258触发器
270逻辑电路