一种超声驱动单元零电压-零电流软开关式驱动方法与流程
本发明涉及两相致动器的驱动技术，更具体地说，涉及用于控制两相超声电机的具有软开关能力的逆变电路及控制方法；本发明的方案特别适用于对两相超声电机驱动电路的优化设计中。
背景技术：
现有超声波电机的驱动技术通常取决于逆变器，随着超声电机的出现及范围应用的扩大，现有驱动技术中所存在的问题在超声电机系统中的应用日益突出。
两相超声电机是一种新型的两相致动器，与传统的两相电磁电机相比，超声波电机在高位移灵敏度，精确的定位精度和输入电源切断时的高静止扭矩等方面具有很多优点，因此，超声电机在许多工业应用中被认为是传统电磁电机的优越替代品，特别是在精确定位应用中。然而，为了使超声电机得以正常工作，超声电机所需的电压频率通常较高，一般在20khz以上，远远高于电磁电机的正常工作频率，如此高的工作频率对变频器的设计提出了挑战。超声电机广泛使用的逆变器包括全桥和推挽逆变器。在相同设计规格下，推挽逆变器的总线电压要比全桥逆变器的母线电压高出数倍，因此产生损耗，导致驱动器的能量传输效率受限。变压器引入的损耗大于全桥逆变器中额外开关管所引入的损耗。
综上所述，较高的开关损耗制约着超声电机驱动电路性能的提升，进而在一定程度上限制了超声电机系统的应用。
技术实现要素：
本发明是为了解决传统逆变拓扑结构所设计出的超声电机驱动电路的损耗高、体积大、效率低等问题。一种超声电机零电压-零电流软开关式驱动方法，其特征在于，由具有软开关能力的两相伪全桥逆变电路(101)、匹配电路(102)、特定的匹配电感、缓冲电容、死区时间和延迟时间计算方法组成。
具有软开关能力的两相伪全桥逆变电路，其特征在于，其特征在于，具有软开关能力的两相伪全桥逆变电路(101)由六个功率开关管所组成，包括一号mos管(q1)、二号mos管(q2)、三号mos管(q3)、四号mos管(q4)、五号mos管(q5)、六号mos管(q6)、一号缓冲电容(cq2)、二号缓冲电容(cq4)、一号变压器(ta)和二号变压器(tb)，
一号mos管(q1)的漏极、三号mos管(q3)的漏极和五号mos管(q5)的漏极相连，与两相伪全桥逆变电路(101)的直流母线正极相连，
二号mos管(q2)的源极、四号mos管(q4)的源极、六号mos管(q6)的源极、一号缓冲电容(cq2)的一端和二号缓冲电容(cq4)的一端相连，与两相伪全桥逆变电路(101)的直流母线负极相连，
一号mos管(q1)的源极、二号mos管(q2)的漏极、一号缓冲电容(cq2)的另一端和一号变压器(ta)初级绕组的一端相连，一号变压器(ta)次级绕组与此端为同名端的一端作为两相伪全桥逆变电路(101)的第一电压输出端，
五号mos管(q5)的源极、六号mos管(q6)的漏极、二号缓冲电容(cq4)的另一端和二号变压器(tb)初级绕组的一端相连，二号变压器(tb)次级绕组与此端为同名端的一端作为两相伪全桥逆变电路(101)的第二电压输出端，
三号mos管(q3)的源极、四号mos管(q4)的漏极、一号变压器(ta)初级绕组的另一端和二号变压器(tb)初级绕组的另一端相连，一号变压器(ta)次级绕组的另一端和二号变压器(tb)次级绕组的另一端相连，作为两相伪全桥逆变电路(101)的第三电压输出端，
所述两相伪全桥逆变电路(101)的第一电压输出端和两相伪全桥逆变电路(101)的第三电压输出端之间的电压作为两相电机的一相输入电压，
所述两相伪全桥逆变电路(101)的第二电压输出端和两相伪全桥逆变电路(101)的第三电压输出端之间的电压作为两相电磁电机的另一相输入电压。
根据超声电机零电压-零电流软开关式驱动方法，其特征在于，匹配电路(102)包括一号电感(la)和二号电感(lb)，
两相伪全桥逆变电路(101)的第一电压输出端连接一号电感(la)的一端，一号电感(la)的另一端作为匹配电路(102)的第一电压输出端，
两相伪全桥逆变电路(101)的第三电压输出端作为匹配电路(102)的第三电压输出端，
两相伪全桥逆变电路(101)的第二电压输出端连接二号电感(lb)的一端，二号电感(lb)的另一端作为匹配电路(102)的第二电压输出端，
所述匹配电路(102)的第一电压输出端和匹配电路(102)的第三电压输出端之间的电压作为两相超声电机/压电传感器的两相电压，
所述匹配电路(102)的第二电压输出端和匹配电路(102)的第三电压输出端之间的电压作为两相超声电机/压电传感器的另两相信号。
根据超声电机零电压-零电流软开关式驱动方法，其特征在于，匹配电路(102)中一号电感(la)、二号电感(lb)电感量的计算方法，
在匹配电路(102)中，一号电感(la)和二号电感(lb)均由电感量l表示：
l＝(cdrm2lmcm/(lmcm+cd2rm2))×(1+αl),
其中，
rm＝1/(max(g)-min(g))，
cm＝1/(lmωr2)，
cd＝(max(b)+min(b))/(2ωr)，
其中αl为电感的剩余系数，
根据超声电机零电压-零电流软开关式驱动方法，其特征在于，一号缓冲电容(cq2)和二号缓冲电容(cq4)电容值的计算方法，
在两相伪全桥逆变电路(101)中一号缓冲电容(cq2)和二号缓冲电容(cq4)由电容值c均匀地表示：
c＞max(10coss，4/reωe)，
其中，
re＝rmlmcm/(nt2(lmcm+cd2rm2))，
ωe＝1/(αlcdrm)，
其中，coss表示电源开关的输出电容,αl为电感的剩余系数,nt为变压器匝数比,
如果选择输出电容较小的开关，其电容满足coss＞＞0.4/(reωe)，则c的电容表示为：c＝4/(reωe)×(1+αc),
其中αc是剩余电容系数。有关剩余电容系数αc的设计需要平衡导通损耗与开关损耗之间的矛盾，αc过大会引起较大的导通损耗，αc过小会引起较大的开关损耗，该参数典型值可取0.1。
具有软开关能力的两相伪全桥逆变电路，其特征在于，具有特定的死区时间td和延迟时间tdlt，其中死区时间td由td1和td2共同组成，可以描述如下：
td＝td1+td2＝1/ωe+1/(2ω0)，
延迟时间tdlt可以描述如下：
tdlt＝ts/4-td,
其中ts是输出电流的周期。
本发明的有益效果为：采用了新型的两相伪全桥逆变拓扑结构，该两相伪全桥逆变拓扑结构两相输出共享分别由开关q3和q4组合的两个桥臂，q1与q6、q2与q5的开关状态相同，q3与q4的开关状态大致相反，相差时间td，每个功率开关管在逆变周期内有且仅有一次开通，并且有且仅有一次关断，并且从图4中可以看出两相伪全桥逆变电路输出的两相电压的每相脉宽大致恒等于ts/4，实现了零电压或零电流开关。与现有的推挽型驱动电路相比具有更多操作模式，与现有的全桥式驱动电路相比，功率开关管的数量也由八个下降至了六个，降低了电路的复杂程度，开关损耗也将降低。通过串联电感与缓冲电容的谐振来实现软开关技术，大大降低开关损耗，实现了高效率的逆变器设计。
另外，具有软开关能力的两相伪全桥逆变电路根据电气特性的不同，接入的电机也不同，当两相伪全桥逆变电路的两相电压直接与电机连接时，可接入电磁电机，当两相伪全桥逆变电路的两相电压通过匹配电路接入电机时，可接入超声电机或压电传感器。具有软开关能力的两相伪全桥逆变电路可用于多种两相超声/压电传感器驱动电路设计中，例如旋转型行波超声电机、直线型行波超声电机、纵扭复合型超声电机、两相电磁电机、压电传感器等两相致动器的驱动电路中，具有高效率、损耗小、成本低、性能稳定、易于实现等优点。
附图说明
图1为具有软开关能力的两相伪全桥逆变驱动电路的原理示意图；
图2为变压器和匹配电感的压电器件的等效电路图；
图3为对图1所示两相伪全桥逆变驱动电路进行图2所示等效后的电路图；
图4为用于负载电流负半波周期工作模式的两相伪全桥逆变驱动电路的四种模式的操作电路；
图5为对图1所示两相伪全桥逆变驱动电路中两相输出电压进行控制时的波形示意图。
具体实施方式
具体实施方式一：一种超声电机零电压-零电流软开关式驱动方法，其特征在于，由具有软开关能力的两相伪全桥逆变电路(101)、匹配电路(102)、特定的匹配电感、缓冲电容、死区时间和延迟时间计算方法组成。
具体实施方式二：本实施方式是对具体实施方式一所述的超声电机零电压-零电流软开关式驱动方法作进一步说明，参照图1具体说明本实施方式，本实施方式所述的具有软开关能力的两相伪全桥逆变驱动电路，由六个功率开关管所组成的两相伪全桥逆变电路(101)包括一号mos管(q1)、二号mos(q2)、三号mos(q3)、四号mos管(q4)、五号mos管(q5)、六号mos管(q6)、一号缓冲电容(cq2)、二号缓冲电容(cq4)、一号变压器(ta)和二号变压器(tb)，
每个mos管的漏极与源极间接有续流二极管，
一号mos管(q1)的漏极、三号mos管(q3)的漏极和五号mos管(q5)的漏极相连，作为两相伪全桥逆变电路(101)的直流母线正极，
二号mos管(q2)的源极、四号mos管(q4)的源极、六号mos管(q6)的源极、一号缓冲电容(cq2)的一端和二号缓冲电容(cq4)的一端相连，作为两相伪全桥逆变电路(101)的直流母线负极，
一号mos管(q1)的源极、二号mos管(q2)的漏极、一号缓冲电容(cq2)的另一端和一号变压器(ta)初级绕组的一端相连，一号变压器(ta)次级绕组与此端为同名端的一端作为两相伪全桥逆变电路(101)的第一电压输出端，
五号mos管(q5)的源极、六号mos管(q6)的漏极、二号缓冲电容(cq4)的另一端和二号变压器(tb)初级绕组的一端相连，二号变压器(tb)次级绕组与此端为同名端的一端作为两相伪全桥逆变电路(101)的第二电压输出端，
三号mos管(q3)的源极、四号mos管(q4)的漏极、一号变压器(ta)初级绕组的另一端和二号变压器(tb)初级绕组的另一端相连，一号变压器(ta)次级绕组的另一端和二号变压器(tb)次级绕组的另一端相连，作为两相伪全桥逆变电路(101)的第三电压输出端，
所述两相伪全桥逆变电路(101)的第一电压输出端和两相伪全桥逆变电路(101)的第三电压输出端之间的电压作为两相电磁电机的两相电压，
所述两相伪全桥逆变电路(101)的第二电压输出端和两相伪全桥逆变电路(101)的第三电压输出端之间的电压作为两相电磁电机的另两相电压。
本实施方式中，从图4可以看出，分析和模式操作仅可以针对负载电流ilea的负半周线周期给出，因为除了电流和开关的功能，正半周线周期期间的操作几乎相同。具有以下假设：所有有源电源开关都是并联体二极管和输出电容的理想选择,与缓冲电容器cq2和cq4引入的电容相比，输出电容足够小，因此它们对开关上升和下降时间的影响可以忽略不计；lea和leb，rea和reb之间的差异都被忽略，其值因此分别用le和re表示；除了图4中的所有组件都被忽略。
本实施方式中，针对图4所示电路模式1，即[t0,t1]：
当功率开关q3被打开时，模式1启动。缓冲电容cq4随后通过q3充电。在完成vq4和q3的体二极管两端的电压的换向周期和之后，q3上的电压从vdc(直流电压信号输出端电压幅值)变为零，并且功率开关q4两端的电压从零增加到vdc。由于通过q4的初始电流在换向周期之后，实现了q4的zcs(零电流开关)。在模式1开始时，iq3流经q3的体二极管，同时也流过q5、leb和reb，电流用idq3表示:
il2(t)＝idq3(t)＝il2(t)·ξ(t,t0)，
其中，
ξ[t,x]＝1/(1+ωe(t-x))∈[0,1].
在idq3达到零后，由于lea和rea两端的电压是母线电压vdc，iq3保持增加,表示如下：
il1(t)＝iq3(t)＝vdc/re·(1-ξ(t,t0))，
在此模式期间，电流il1与iq2和ilea除极性外相同，将达到最大值vdc/re。借助lea和缓冲电容器cq4，通过q3的电流的增加滞后于q3的导通。这意味着可以实现功率开关q3的zvs(零电压开关)。
本实施方式中，针对图4所示电路模式2，即[t1,t2]：
模式2从功率开关q2和q5的关闭开始。lea的谐振经过环路1给缓冲电容器cq2充电，大致描述缓冲电容电压和充电电流如下：
il1(t)＝icq2(t)＝vdc/re·[(1-ωe(t-t1))/(1-ω02(t-t1)2)]，
vq2(t)＝vdc·[1-(1-ωe(t-t1))/(1-ω02(t-t1)2)]，
其中，
为简单起见c＝cq2＝cq4。为了实现il1和vq2的过阻尼，需要功率开关q1的电容满足以下公式：
c＞4/(reωe),
由于存在vq1+vq2＝vdc，q1两端的电压随之减小，可以表示为
vq1(t)＝vdc-vq2(t)＝vdc·[(1-ωe(t-t1))/(1-ω02(t-t1)2)],
本实施方式中，针对图4所示电路模式3，即[t2,t3]：
当在t2处功率开关q1和q6打开时，模式3开始。缓冲电容器cq2充电完成后，q2两端的电压到达vdc。由于q2的初始电流保持为零，因此可以随后获得q2的zcs。储存在lea中的能量通过q1的体二极管和q3传递到rea。在此模式下，dq1的电流与il1相同，可表示为
il1(t)＝idq1(t)＝vdc/re·ξ(t,t2)，
与此同时，通过q3，reb，leb和q6的电流也会增加,电流可以表示为
il2(t)＝vdc/re·(1-ξ(t,t2))，
这与iq6相同。由于leb的存在，iq6的增长过程比通信周期长得多。通过q6的电流随后小到足以在q6导通期间被忽略,实现q6的zvs。另一方面，q6的接通使得q5两端的电压在电流不变的情况下升高到vdc。因此可以实现q5的zcs。在该模式中，q3由环路1和2共享，电流可以被计算为
iq3(t)＝il1(t)+il2(t)＝vdc/re，
本实施方式中，针对图4所示电路模式4，即[t3,t4]：
在模式4中，q3关闭。通过q1的电流也流过lea、rea、leb、reb和q6，表示为：
il1(t)＝iq1(t)＝vdc/2re·(1-ξ(t,t3))，
由于q1两端的电压为零，因此可以获得q1的zvs操作。同时，缓冲电容cq4开始通过reb，leb和q6通过与leb的谐振放，电容器电压和放电电流可以表示为：
vcq4(t)＝vdc·[(ωe(t-t3)-1)/(ω02(t-t3)2+ωe(t-t3)-1)]，
il2(t)＝vdc/l·[(t-t3)/(ω02(t-t3)2+ωe(t-t3)-1)]，
c＞4/(reωe),
需要满足cq4(t)＝-il2(t)成立。根据vq3+vcq4＝vdc，q3q3的电压可以被计算为
vq3(t)＝vdc·[(ω02(t-t3)2)/(ω02(t-t3)2+ωe(t-t3)-1)]，
在这种模式下，q6被环路1和2共享，电流可以被计算为
iq6(t)＝il1(t)+il2(t)，
本实施方式中，针对图1所示电路，可对变压器和匹配电感的压电器件进行图2所示的等效后，得到如图3所示的电路，将其制成集成电路，即可得到一种用于驱动两相超声/压电传感器的逆变模块。
由上述实施例可以看出，本发明提出了对两相超声电机驱动器设计的优化方案。采用两相三电平逆变拓扑结构及相应的控制方法，在不依赖高频变压器且不额外增加单位电学周期内功率开关管开关次数的前提下，既保证了较高的母线电压利用率，也保证了使用较少的功率开关管，从而大幅度降低了驱动电路的开关损耗、体积及复杂程度。这种基于六个功率开关管的两相三电平逆变驱动电路及其控制方法可以在多种超声电机驱动系统中使用，与现今工业应用的主流驱动电路相比，成本、体积及损耗都将大幅降低。
具体实施方式三：本实施方式是对具体实施方式二所述的具有软开关能力的两相伪全桥逆变驱动电路作进一步说明，本实施方式中，对六个功率开关管基极处施加的开关控制逻辑：
一号功率开关管(q1)的开关状态与六号功率开关管(q6)的开关状态相同，二号功率开关管(q2)与五号功率开关管(q5)的开关状态相同，三号功率开关管(q3)与四号功率开关管(q4)的开关状态大致相反，
一号功率开关管(q1)、二号功率开关管(q2)、三号功率开关管(q3)、四号功率开关管(q4)、五号功率开关管(q5)和六号功率开关管(q6)在每个逆变周期内均有且只有一次开通或一次关断。
本实施方式中，从图5可以看出，为了避免由于开关次数的增加而使得开关损耗也相应的增加，所述的图1两相伪全桥逆变驱动电路中的六个功率开关管，在每个电信号周期内每个开关管有且仅有一次开通，并且有且仅有一次关断，进而可保证在逆变周期内，其与现有的全桥式驱动电源中率开关开通及关断次数相同，同时，由于功率开关个数由8个减少为6个，通过串联电感与缓冲电容的谐振来实现软开关技术，因此，本发明与传统全桥式驱动电源相比，开关损耗将大幅降低。
具体实施方式四：本实施方式是对具体实施方式一所述的超声电机零电压-零电流软开关式驱动方法作进一步说明，参照图1具体说明本实施方式，本实施方式中，一种超声电机零电压-零电流软开关式驱动方法还包括匹配电路(102)，
匹配电路(102)包括一号电感(la)和二号电感(lb)，
两相伪全桥逆变电路(101)的第一电压输出端连接一号电感(la)的一端，一号电感(la)的另一端作为匹配电路(102)的第一电压输出端，
两相伪全桥逆变电路(101)的第三电压输出端作为匹配电路(102)的第三电压输出端，
两相伪全桥逆变电路(101)的第二电压输出端连接二号电感(lb)的一端，二号电感(lb)的另一端作为匹配电路(102)的第二电压输出端，
所述匹配电路(102)的第一电压输出端和匹配电路(102)的第三电压输出端之间的电压作为两相超声电机/压电传感器的两相电压，
所述匹配电路(102)的第二电压输出端和匹配电路(102)的第三电压输出端之间的电压作为两相超声电机/压电传感器的另两相信号。
本实施方式中，根据负载电气特性不同时，输出功率电压与电机间的连接方式为直接连接或经由匹配电路与电机连接，
当负载电气特性呈感性或阻性时，两相伪全桥逆变电路与负载直接连接，此时两相伪全桥逆变电路连接的是电磁电机。
当负载电气特性呈容性时，两相伪全桥逆变电路与负载之间，通过匹配电路连接，该负载为两相超声电机/压电传感器。
具体实施方式五：参照图1具体说明本实施方式，本实施方式是对具体实施方式三所述的匹配电路作进一步说明，匹配电路(102)中一号电感(la)、二号电感(lb)电感量的计算方法，
在匹配电路(102)中，一号电感(la)和二号电感(lb)均由电感量l表示：
l＝(cdrm2lmcm/(lmcm+cd2rm2))×(1+αl),
其中，
rm＝1/(max(g)-min(g))，
cm＝1/(lmωr2)，
cd＝(max(b)+min(b))/(2ωr)，
其中αl为电感的剩余系数，
具体实施方式五：参照图1具体说明本实施方式，本实施方式是对具体实施方式二或具体实施方式三具有软开关能力的两相伪全桥逆变驱动电路作进一步说明，一号缓冲电容(cq2)和二号缓冲电容(cq4)电容值的计算方法，
在两相伪全桥逆变电路(101)中一号缓冲电容(cq2)和二号缓冲电容(cq4)由电容值c均匀地表示：
c＞max(10coss，4/reωe)，
其中，
re＝rmlmcm/(nt2(lmcm+cd2rm2))，
ωe＝1/(αlcdrm)，
其中，coss表示电源开关的输出电容,αl为电感的剩余系数,nt为变压器匝数比,
如果选择输出电容较小的开关，其电容满足coss＜＜0.4/(reωe)，则c的电容表示为：
c＝4/(reωe)×(1+αc),
其中αc是剩余电容系数。有关剩余电容系数αc的设计需要平衡导通损耗与开关损耗之间的矛盾，αc过大会引起较大的导通损耗，αc过小会引起较大的开关损耗，该参数典型值可取0.1。
具体实施方式六：参照图1具体说明本实施方式，本实施方式是对具体实施方式二或具体实施方式三所述的具有软开关能力的两相伪全桥逆变驱动电路作进一步说明，死区时间td，延迟时间tdlt的计算方法，
死区时间td由死区时间td1和延迟时间td2共同组成，可以描述如下：
td＝td1+td2＝1/ωe+1/(2ω0)，
延迟时间tdlt可以描述如下：
tdlt＝ts/4-td,
其中ts是输出电流的周期。
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