一种双主动全桥DC-DC变换器的滑模控制方法与流程

本发明涉及高频隔离双向dc-dc变换器控制领域，尤其涉及一种双主动全桥dc-dc变换器的滑模控制方法。

背景技术：

随着智能电网和能源互联网的迅速发展，分布式电源及储能等的灵活接入、各类交直流配电网等的柔性连接成为重要发展目标。因此，在未来电网中，主要由变压器和开关构成的传统配电网方式将会改变，电力电子功率转换系统将以更为核心的角色实现更为系统的功能。双主动全桥dc-dc变换器具有模块化对称、高功率密度、双向功率传输能力、动态响应快、软开关容易实现等特点，适合于中大功率高频隔离功率转换系统，近年来得到广泛关注和研究。

单移相控制是双主动全桥dc-dc变换器最常见的调制方式，优点是简单可靠。为改进单移相控制的性能，扩展移相控制、双重移相控制、三重移相控制相继被提出。双主动全桥变换器的重要功能是保持稳定的直流电压，可以抵抗负载和其他外部干扰，因此变换器的控制是重中之重。

目前较为常见的是基于“瞬时功率积分的方法”建立双有源全桥变换器的稳态时漏电感电流、传输功率以及回流功率的数学模型，进行pi控制，但主要缺点是建模方法计算量大，过程复杂，pi控制当转换器负载或输入电压发生偏差时，控制性能不佳，输出电压响应慢。

技术实现要素：

本发明的目的是为了解决现有技术中存在的缺点而提出的一种双主动全桥dc-dc变换器的滑模控制方法，包括如下步骤：

步骤1、建立双主动全桥dc-dc变换器输出侧电压非线性方程；

步骤2、根据所述输出侧电压非线性方程建立滑模控制器；

步骤3、所述滑模控制器控制移相比实现所述双主动全桥dc-dc变换器控制。

进一步的，步骤1具体包括如下步骤：

步骤1.1、根据傅里叶级数定理，构建双主动全桥dc-dc变换器的开关函数；

步骤1.2、根据所述开关函数得到所述变换器原副边交流侧电压关系；

步骤1.3、根据基尔霍夫电压定律得到所述变换器两侧交流电压的动态方程；

步骤1.4、获取所述变换器交流侧电流方程；

步骤1.5、将所述交流侧电流方程进行实与转换，叠加[2n+1]次的谐波分量，得到交流侧电流的稳态时域表达式；

步骤1.6、根据基尔霍夫电流定律得到所述双主动全桥dc-dc变换器的输出侧电容电压方程，进而得到所述变换器输出侧电压非线性方程。

进一步的，所述双主动全桥dc-dc变换器输出侧电压非线性方程为：

式中，rload是直流负载电阻，δ是变换器移相角；为变压器变比，l为变压器电感，rl为高频变压器漏电感的阻抗，il(t)为漏电感电流。

进一步的，步骤2包括：

步骤2.1、取所述双主动全桥dc-dc变换器输出侧电压非线性方程的主成分；

步骤2.2、将步骤2.1所述的输出侧电压非线性方程转换为状态空间形式为：

其中，u为输入量，x是变换器输出电压；

步骤2.3、选取滑模面为：s＝vref-vo＝0；选取指数趋近律作为滑动模态趋近律：

其中，ε,k为滑模系数；

步骤2.4、令sgn(s)＝tanh(s)，得到滑模控制器：

进一步的，根据所述滑模控制器得到移相角：

进一步的，所述移相比d：

进一步的，所述滑模控制器满足滑模达到条件为：

其中

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

本发明通过交流相量法，傅里叶变换，kcl和kvl定律建立双主动全桥dc-dc变换器的非线性系统方程，相比于目前的“瞬时功率积分的方法”具有计算量小、过程不复杂等优点，并根据滑模控制理论，通过非线性输出电压方程设计双主动全桥dc-dc变换器的滑模控制器，滑模控制具有动态过程短暂和良好的稳态精度特性，结合双主动全桥dc-dc变换器的移相控制，简单可靠，调节变换器的输出电压；本发明相比传统pi控制具有快速响应，无超调，系统稳定性好，抗干扰能力强等优点。

附图说明

图1是双主动全桥dc-dc变换器的拓扑结构；

图2是本发明交流相量法建立输出电压非线性方程和滑模控制器设计的流程图；

图3是双主动全桥dc-dc变换器单移相控制开关波形图；

图4是本发明控制策略达到稳态时的输出侧直流电压对比图；

图5是本发明控制策略达到稳态时的输出侧直流电压稳态精度对比图，图5a为采用传统pi控制时输出侧直流电压稳态曲线，图5b为采用本申请滑模控制时输出侧直流电压稳态曲线；

图6是本发明控制策略负载扰动时的输出侧直流电压暂降对比图，图6a为采用传统pi控制时的输出侧直流电压暂降曲线，图6b为采用本申请滑模控制器时输出侧直流电压暂降曲线；

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施实例仅仅是本发明一部分实施实例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施实例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施实例，都属于本发明保护的范围。

如图1所示，为本实施例的双主动全桥dc-dc变换器的拓扑结构，包括由s1、s2和构成的全桥h1，由s3、s4和构成的全桥h2；

本实施例的双主动全桥dc-dc变换器的滑模控制方法，如图2所示，具体包括如下步骤：

步骤1、建立双主动全桥dc-dc变换器输出侧电压非线性方程，具体包括：

步骤1.1、如附图2所示，根据傅里叶级数定理，构建双主动全桥dc-dc变换器的开关函数为：

式中，ωs＝2πfs，fs为变换器开关频率，αk为相位延迟角，本实施例所述的变换器采用两级方波调制，因此α2＝α1+π，α4＝α3+π，为方便计算，本实施例令α1＝0，α3＝δ；

步骤1.2、根据所述开关函数得到所述变换器原副边的交流侧电压通过两对相角差定义如下：

其中，vi和v0分别为全桥h1和全桥h2的直流端电压，vh1为全桥h1的交流侧输出电压，vh2为全桥h2的交流侧输出电压。

步骤1.3、采用基尔霍夫电压定律描述双主动全桥dc-dc变换器的交/交环节，进一步得到变换器中交/交环节两侧交流电压动态方程；

其中，np/ns为变压器变比，l为变压器电感，rl为高频变压器漏电感的阻抗，il(t)为漏电感电流。

步骤1.4、根据交/交环节两侧交流电压的有限次求和形式，通过交流相量法可得出变压器稳态运行时，交/交环节等效电路[2n+1]次谐波分量的表达式：

进一步得到交流侧电流方程如下：

步骤1.5、将交流侧电流方程进行时域转换，叠加[2n+1]次的谐波分量，得到交流侧电流的稳态时域表达式；

其中：

步骤1.6、采用基尔霍夫电流定律描述双主动全桥dc-dc变换器的输出侧电容电压方程，进一步双主动全桥dc-dc变换器输出侧电压非线性方程：

进一步得到输出侧电压非线性方程为：

其中rload是直流负载电阻，δ是变换器移相角。

步骤2、根据所述输出侧电压非线性方程建立滑模控制器，具体包括如下步骤：

步骤2.1、因为滑模控制对系统模型不确定的鲁棒性，取所述非线性输出电压方程的主要成分(n＝0)得到：

其中：

将变换器建立的非线性方程中作为滑模控制器的输入变量，其中δ0为初始移相角，为方便计算另因此输入量u＝sin(δ)。

步骤2.2、将步骤2.1所述的输出侧电压非线性方程转换为状态空间形式为：

其中x为变换器输出电压

io(t)为输出侧电流，rload为负载电阻；

为使实际输出直流电压vo跟踪参考电压vref，选取滑模面为：

s＝vref-vo＝0；

求导得：

为使变换器直流电压状态量从任意初始状态都能运行到滑模面，并具有良好的趋近运动品质，选取指数趋近律作为滑动模态趋近律：

其中sgn(s)为开关函数，ε,k为滑模系数。

步骤2.4、为了减小滑模控制器抖振令sgn(s)＝tanh(s)，进一步可以得到滑模控制器的控制输入表达式为：

因此移相角与输出电压的关系式为：

验证双主动全桥dc-dc变换器的滑模控制器是否满足滑模达到条件；

定义lyapunov函数为当ε＞0,k＞0时，

步骤3、通过滑模控制得到双主动全桥dc-dc变换器的移相比d为：

全桥的移相控制两个全桥中的每个全桥h1和h2对角线上的开关管驱动脉冲相同，同一桥臂上串联的两个开关管驱动脉冲相同，开关管的开通时间均为一个开断周期的50％，v1、v2分别是在高频变压器一次侧和二次侧产生的两电平的电压，两个全桥之间相对应的开关管上存在所述移相比d，相位超前的一侧向相位滞后的一侧传输功率。通过调节移相比d就可以调节变换器功率流动的大小和方向，脉冲触发控制二极管关断，变换器有6中工作状态，进而调节变换器输出电压的大小。双主动全桥dc-dc变换器移相比结合单移相控制实现对直流变压器输出电压的精确控制调节。

本发明中的一种双主动全桥dc-dc变换器的滑模控制方法，在matlab仿真软件中按上述步骤进行了验证，整个系统的控制图如图1所示，为了更直观的看出实施例的具体效果，采用现有的常规pi控制方式进行对比，通过图4可见本实施例的控制策略具有准确的参考跟踪和快速动态响应，通过如图5可见，本实施例的控制方法具有良好的稳态精度，并且当负载变化时输出侧直流电压动态过程短暂，具体如图6。

所述常规的pi控制就是把电压参考值与实际值作差，差值经过pi控制后得到移相比，进而控制二极管关断，参数调节繁琐，控制效果不佳，这就是传统的pi控制。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本实发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，都应涵盖在本发明的保护范围之内。