电源变换器、开关管驱动方法与电源系统与流程

本发明涉及电源电路，尤其涉及一种电源变换器、开关管驱动方法与电源系统。

背景技术：

高压电源变换器(如反激式变换器(flybackconverter))是开关电源变换器的一种，广泛应用于交流-直流(ac/dc)和直流-直流(dc/dc)转换，并在输入侧和输出侧之间提供绝缘隔离。

以反激式变换器为例，其核心部件例如可包括开关、变压器，其中开关由控制电路控制，通过开关的闭合与导通在变压器的初级绕组两端产生高频方波信号，变压器将产生的方波信号以磁感应的方式传递到次级绕组，通过次级侧整流电路的整流作用，在输出侧得到稳定的直流输出。

具体地，上述开关通常为开关管，如mos管或者bjt管。输入侧的初级绕组可直接或间接经开关管接地，进而，通过开关管的通断控制，可对电压变换进行控制。

而在开关变换器中，开关管的开关导通损耗是变换器的主要功率损失部分，为了提高效率，开关管需要快速导通。然而，在快速导通的同时，快速的电压变化(例如其中的dv/dt)会产生严重的emi干扰。

因而，如何能兼顾效率和emi干扰，已经成为高压电源变换器领域亟需解决的技术问题。

技术实现要素：

本发明提供一种电源变换器、开关管驱动方法与电源系统，以解决在提高效率的同时兼顾emi干扰的问题。

根据本发明的第一方面，提供了一种电源变换器，包括：开关管、变压器以及控制电路，所述变压器包括输入侧的初级绕组，所述开关管具有控制端、输入端以及输出端；所述初级绕组的一端直接或间接接入待变换的输入电源，其另一端与所述开关管的输入端连接，所述开关管的输出端经电阻接地；

所述开关管的控制端连接所述控制电路；

所述控制电路用于：

在所述开关管被驱动导通的过程中，确定目标电压，所述目标电压能够表征出所述开关管输入端电压的变化；所述变化包括所述开关管未进入驱动导通过程的米勒平台阶段之前所述开关管输入端电压的下降；

当所述目标电压开始下降但高于参考电压时，以第一驱动电流驱动所述开关管的控制端；

当所述目标电压下降为低于所述参考电压时，开始以第二驱动电流驱动所述开关管的控制端；所述第二驱动电流高于所述第一驱动电流；

其中，所述参考电压被配置为能够使得：

所述开关管在未进入所述米勒平台阶段之前的部分或全部时间被所述第一驱动电流驱动，以及：所述开关管在开始进入所述米勒平台阶段之后被所述第二驱动电流驱动。

可选的，所述目标电压是检测所述开关管的输入端的电压而获取到的。

可选的，所述变压器还包括输入侧的辅助绕组，所述控制电路的检测端直接或间接连接至所述辅助绕组；所述目标电压是检测所述辅助绕组的电压而获取到的。

可选的，所述的电源变换器，还包括串联连接的第一电阻与第二电阻，串联后的所述第一电阻与第二电阻接在所述辅助绕组的第一端与地之间，所述辅助绕组的第二端接地；所述控制电路的一端与所述开关管的控制端连接，另一端连接在所述第一电阻与所述第二电阻之间，以获取所述第一电阻与第二电阻之间节点的电压作为所述目标电压。

可选的，所述控制电路还用于：

在所述目标电压开始下降后，确定所述目标电压与所述参考电压的电压比较结果。

可选的，所述控制电路确定所述目标电压与所述参考电压的电压比较结果时，具体用于：

获取与所述目标电压相匹配的检测电流；

比较所述检测电流与参考电流，以利用所述检测电流与所述参考电流的电流比较结果作为所述电压比较结果，所述参考电流是根据所述参考电压确定的。

可选的，所述控制电路包括驱动单元、电压电流变换单元与第一电流源；所述参考电流是所述第一电流源形成的，所述检测电流是所述电压电流变换单元获取到的，所述驱动单元连接所述电压电流变换单元与所述第一电流源之间的比较反馈节点，以及所述开关管的控制端；

所述驱动单元用于：

若开始驱动所述开关管导通，则：

在所述检测电流低于所述参考电流时，获取所述比较反馈节点所产生的第一信号，并响应于所述第一信号，以所述第一驱动电流驱动所述开关管的控制端；

在所述检测电流高于所述参考电流时，获取所述比较反馈节点所产生的第二信号，并响应于所述第二信号，以所述第二驱动电流驱动所述开关管的控制端。

可选的，所述电压电流变换单元包括：第一三极管、第二三极管、第一场效应管、第二场效应管与第二电流源；

所述第一三极管的发射极连接于所述第一电阻与所述第二电阻之间，所述第一三极管的基极与所述第二三极管的基极对接，所述第一三极管的集电极连接所述第一场效应管的漏极连接，所述第二三极管的集电极连接所述第二电流源的一侧，所述第二场效应管的栅极与所述第一场效应管的栅极连接，所述第一场效应管的源极、所述第二场效应管的源极与所述第二电流源的另一侧互相连接，所述第二场效应管的漏极连接所述第一电流源。

可选的，流经所述第一场效应管的源极与漏极的电流是流经所述第二场效应管源极与漏极的电流的整数倍。

可选的，所述控制电路是由所述辅助绕组所产生的电能供电的。

可选的，所述控制电路还用于根据所述辅助绕组的电压，控制所述开关管的通断，以调节所述变压器变换后的电压。

可选的，所述开关管为mos管或bjt管。

根据本发明的第二方面，提供了一种电源变换器的开关管驱动方法，所述电源变换器包括开关管、变压器以及控制电路，所述变压器包括输入侧的初级绕组，所述开关管具有控制端、输入端以及输出端；所述初级绕组的一端直接或间接接入待变换的输入电源，其另一端与所述开关管的输入端连接，所述开关管的输出端经电阻接地，所述开关管驱动方法应用于所述控制电路或所述控制电路中的驱动单元，所述的驱动处理方法包括：

在所述开关管被驱动导通的过程中，确定目标电压，所述目标电压能够表征出所述开关管输入端电压的变化；所述变化包括所述开关管未进入驱动导通过程的米勒平台阶段之前所述输入端电压的下降；

当所述目标电压开始下降但高于参考电压时，以第一驱动电流驱动所述开关管的控制端；

当所述目标电压下降为低于所述参考电压时，开始以第二驱动电流驱动所述开关管的控制端；所述第二驱动电流高于所述第一驱动电流；

其中，所述参考电压被配置为能够使得：

所述开关管在未进入所述米勒平台阶段之前的部分或全部时间被所述第一驱动电流驱动，以及：所述开关管在开始进入所述米勒平台阶段之后被所述第二驱动电流驱动。

可选的，所述目标电压是检测所述开关管的输入端的电压而获取到的。

可选的，所述电源变换器还包括输入侧的辅助绕组，所述控制电路的检测端直接或间接连接至所述辅助绕组，所述目标电压是检测所述辅助绕组的电压而获取到的。

可选的，所述的电源变换器，还包括第一电阻与第二电阻，串联后的所述第一电阻与第二电阻接在所述辅助绕组的第一端与地之间，所述辅助绕组的第二端接地；所述控制电路的一端与所述开关管的控制端连接，另一端连接在所述第一电阻与所述第二电阻之间；

确定目标电压，包括：获取所述第一电阻与第二电阻之间节点的电压作为所述目标电压。

可选的，所述开关管驱动方法，还包括：

在所述目标电压开始下降后，确定所述目标电压与所述参考电压的电压比较结果。

可选的，确定所述目标电压与所述参考电压的电压比较结果，包括：

比较与所述目标电压相匹配的检测电流与参考电流，以利用所述检测电流与所述参考电流的电流比较结果作为所述电压比较结果，所述参考电流是根据所述参考电压确定的。

根据本发明的第三方面，提供了一种电源系统，包括第一方面及其可选方案涉及的电源变换器。

在提出本发明的过程中，申请人对电源变换器的开关管的导通驱动过程进行了细致的分析，以下以开关管为mos管，开关管的输入端为漏极为例进行说明：

开关管在导通时包括以下几个阶段：

第一阶段，该阶段中，开关管栅极的电压上升，漏极的电压下降，对于漏极电压来说，该阶段可视作下降阶段，对栅极电压或栅源电压来说，该阶段可视作上升阶段；

第二阶段，开关管栅极和漏极变化很小，其可视作米勒平台阶段；

第三阶段，开关管栅极的电压上升，漏极的电压下降到接近为0。

在以上第一阶段，开关管源漏之间的电流几乎为0，这段时间几乎没有功耗损失，但是由于漏极电压的快速下降，此时会发生emi，且emi可由漏极电压的下降的速率(其可表征为电压随时间变化曲线的斜率)决定；在以上第二阶段和第三阶段，开关管已经导通，开关管的源漏之间有电流流过，主要功耗损失产生于第二阶段与第三阶段，尤其产生于第二阶段，由于米勒效应的存在，漏极电压相对较高，平台时间也相对较长，产生的功耗尤其明显；在第三阶段之后，开关管完全导通，漏极压降很小，导通损耗较小。

针对于所发生的emi与导通损耗，本发明创造性想到：可匹配于以上过程动态变化开关管的驱动电流的强弱，从而有利于减轻emi、提高导通的速度，避免或减轻emi与导通损耗对导通过程的影响，实现了emi与导通损耗的有效兼顾。并且在该基础上，本发明创造性地在所述开关管被驱动导通的过程中，确定一能够表征出所述开关管输入端电压变化的目标电压，所述变化包括所述开关管未进入驱动导通过程的米勒平台阶段之前所述开关管输入端电压的下降；进而，通过比较所述目标电压在下降的过程中与一参考电压之间的关系，其比较结果可作为动态变化开关管的驱动电流的强弱的基准，从而可准确地实现：在所述开关管未进入所述米勒平台阶段之前的部分或全部时间被较弱的第一驱动电流驱动，以及：在所述开关管开始进入所述米勒平台阶段之后被较强的第二驱动电流驱动。达到了开关管导通过程中emi与导通损耗的有效兼顾。

并且，在优选方案中，还采用检测到的辅助绕组的电压来作为表征所述开关管输入端电压变化的目标电压，避免了直接检测电位较高的输入端电压，从而避免了控制电路承受高压，进一步有效提高了方案的可靠性与安全性。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明一实施例中电源变换器的构造示意图一；

图2是电源变换器各阶段的信号示意图；

图3是本发明一实施例中电源变换器的构造示意图二；

图4是本发明一实施例中电源变换器的构造示意图三；

图5是本发明一实施例中控制电路的工作原理示意图；

图6是本发明一实施例中控制电路的电路示意图；

图7是本发明一实施例中电源变换器的开关管驱动方法的流程示意图一；

图8是本发明一实施例中电源变换器的开关管驱动方法的流程示意图二。

附图标记说明：

1-控制电路；

11-驱动单元；

12-电压电流变换单元；

121-第二电流源；

13-第一电流源；

2-开关管；

3-辅助绕组；

4-初级绕组；

5-次级绕组；

6-整流模块。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”、“第三”“第四”等(如果存在)是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本发明的实施例能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。

下面以具体地实施例对本发明的技术方案进行详细说明。下面这几个具体的实施例可以相互结合，对于相同或相似的概念或过程可能在某些实施例不再赘述。

图1是本发明一实施例中电源变换器的构造示意图一；图2是电源变换器各阶段的信号示意图。

请参考图1，电源变换器，包括：开关管2与变压器，变压器包括输入侧的初级绕组4，还可包括辅助绕组3，所述初级绕组4与开关管2的输入端连接，所述开关管2的输出端经电阻r0接地。其中，若开关管2为nmos，则，初级绕组4连接于开关管2的漏极，所述开关管2的源极经电阻r0接地。

进一步的，电源变换器还可包括控制电路1，所述开关管2的控制端连接所述控制电路1，若开关管2为nmos，则其控制端可以指其栅极。此外，辅助绕组3的电压可被控制电路1直接或间接获取。同时，与初级绕组4相对应的，在电源变换器的输出侧可设有次级绕组(图1中未示出)。需要说明的是，次级绕组可设置为一路或多路，对应的电源变换器的输出可为一路或多路，其均在本发明实施例的范围之内。

其中的开关管2可以是mos管，也可以是bjt管，具体举例中，开关管2可例如为nmos管。

为了便于描述本发明实施例所涉及的电源变换器，以下将结合图2对开关管导通的过程进行阐述，其中以nmos作为开关管的一种举例。若采用其他mos管或bjt管，其过程也与之类似。

在图2中，vaux表示辅助绕组的电压，vds表示开关管的源漏电压，vgate表示开关管的栅极电压，同时，以pwm信号作为控制电路控制开关管栅极的信号的举例，igate表示本发明实施例的一种举例下的开关管的栅极电流，v2表示本发明实施例的一种举例下的用于与辅助绕组的电压相比对的参考电压。

此外，其中的na表示辅助绕组的匝数，其中的ns表示变压器的次级绕组的匝数，其中的vin表示初级绕组的电压，v0表示次级绕组的电压，n表示初级绕组与次级绕组的匝数比。

开关管在导通时包括以下几个阶段：

第一阶段(其可如图2所示的t0到t1的阶段)，开关管栅极的电压vgate上升，漏极的电压vd(其可参照于源漏电压vds理解)下降；与之相类似的，辅助绕组的电压vaux也同步下降；对于漏极电压来说，该阶段可视作下降阶段，对栅极电压或栅源电压来说，该阶段可视作上升阶段；

第二阶段(其可如图2所示的t1到t2的阶段)，开关管栅极和漏极变化很小，其可视作米勒平台阶段，对应的，辅助绕组的电压vaux可在一定范围内发生起伏；

第三阶段(其可如图2所示的t2到t3的阶段)，开关管栅极的电压上升，漏极的电压下降到接近为0，对应的，辅助绕组的电压vaux可在另一范围内发生起伏。

在以上第一阶段，开关管2源漏之间的电流几乎为0，这段时间几乎没有功耗损失，但是由于漏极电压vds的快速下降，此时会发生emi，且emi可由漏极电压vd的下降的速率(其可表征为电压随时间变化曲线的斜率)决定；在以上第二阶段和第三阶段，开关管2已经导通，开关管2的源漏之间有电流流过，主要功耗损失产生于第二阶段与第三阶段，尤其产生于第二阶段，由于米勒效应的存在，漏极电压vds相对较高，平台时间也相对较长，产生的功耗尤其明显；在第三阶段之后，开关管2完全导通，漏极压降很小，导通损耗较小。

通过分析漏极电压vd与辅助绕组3的电压vaux，可知：

在第一阶段中，漏极电压是逐渐下降的，进入第二阶段时，输入端(例如漏极)电压不再下降，与之匹配的，辅助绕组的电压在第一阶段的变化趋势与开关管的漏极电压相似。

针对于此，本发明实施例中，所述控制电路1，用于：

在所述开关管2被驱动导通的过程中，确定目标电压，所述目标电压能够表征出所述开关管2输入端电压(例如采用nmos的开关管的漏极电压)的变化；所述变化包括所述开关管2未进入驱动导通过程的米勒平台阶段之前所述开关管2输入端电压的下降；

当所述目标电压开始下降但高于参考电压v2时，以第一驱动电流驱动所述开关管的控制端；

当所述目标电压下降为低于所述参考电压v2时，开始以第二驱动电流驱动所述开关管的控制端；所述第二驱动电流高于所述第一驱动电流；

其中，所述参考电压被配置为能够使得：

所述开关管在未进入所述米勒平台阶段之前的部分或全部时间被所述第一驱动电流驱动，以及：所述开关管在开始进入所述米勒平台阶段之后被所述第二驱动电流驱动。例如，可略高于进入米勒平台阶段的临界电压。

其中，本发明实施例的第二驱动电流高于第一驱动电流，具体可理解为：第二驱动电流是大电流驱动，第一驱动电流小电流驱动。当采用第一驱动电流时，开关管处于弱驱动状态，当采用第二驱动电流时，开关管处于强驱动状态。

此外，不同开关管的第一驱动电流可能是不同的，不同开关管的第二驱动电流可能是不同的。以开关管采用nmos为例，不同开关管的驱动电流的具体数值可关联于开关管的栅极输入电容，栅极输入电容越大，其对应的第二驱动电流与第一驱动电流均会越大。

可见，本发明实施例针对于所发生的emi与导通损耗，创造性想到：可匹配于以上各阶段的过程动态变化开关管的驱动电流的强弱，从而有利于减轻emi、提高导通的速度，避免或减轻emi与导通损耗对导通过程的影响。

具体方案中：

针对于emi，由于第一阶段会产生emi，故而，在该第一阶段可以较弱的电流来驱动，从而使得漏极电压的下降速率能够相对较缓，减轻emi。

针对于导通损耗，由于第二阶段、第三阶段会产生导通损耗，为了避免或减轻导通损耗对导通过程的影响，保障导通的速度，在第二阶段与第三阶段中，可以较强的电流来驱动，从而使得开关管能够更快地实现导通。

在第一阶段中，开关管的输入端电压是逐渐下降的，进入第二阶段时，输入端电压不再下降，故而，本发明基于能够表征出开关管输入端电压变化的目标电压，可适应地调节开关管的驱动电流，便于通过动态的变化在合适的时机(例如第一阶段结束或接近结束的时机)变化驱动电流，从而减轻导通过程第一阶段中的emi，降低其他导通过程(例如第二阶段与第三阶段)的导通损耗的影响，实现了emi与导通损耗的有效兼顾。

进一步的，在需要适应性调节开关管的驱动电流方案中，如何确定驱动电流的调整时机是一个技术难点。一种方式是企图通过检测开关管的控制端电压来判断开关管所处的阶段，从而以此为依据调整对应的驱动电流，例如：当控制端电压小于对应的米勒平台电压时，可控制开关管处于为弱驱动状态，当控制端电压大于对应的米勒平台电压时，可控制开关管处于强驱动状态。然而，第一阶段与米勒平台阶段可能有交叠部分，故而，基于控制端电压检测也难以准确区分第一阶段与第二阶段，因而其对emi的改善效果有限。

相较于基于开关管的控制端电压来调节驱动电流的手段，本发明实施例创造性地引入了能够表征出开关管输入端电压变化的目标电压来作为调整时机的选择依据，可便于较为准确地区分第一阶段与第二阶段。

常规而言，由于开关管输入端的电位较高，若需检测开关管输入端的电位，则ic内部检测电路需承受高压，对芯片的工艺和器件可靠性要求较高，因而，本领域技术人员会因此而将检测开关管输入端的电位来确定驱动电流调整时机的方案视作不可行的。申请人认为其是本领域的一种技术偏见，本发明实施例正是克服了这种技术偏见，恰恰采用能够表征出开关管输入端电压变化的目标电压来作为驱动电流调整时机的选择依据。

进一步优选方案中，与输入端电压匹配的，辅助绕组的电压在第一阶段的变化趋势与开关管的输入端电压相似，故而，通过判断辅助绕组的电压是否下降至参考电压，可间接判断当前是否将结束第一阶段。可见，采用辅助绕组的电压来表征漏极电压可避免直接检测电位较高的输入端电压，从而避免了控制电路承受高压，进一步有效提高了方案的可靠性与安全性。

在其他实施方式中，本发明实施例也不排除直接检测输入端电压(例如nmos的漏极电压)从而控制驱动电流变化的方案，例如：所述目标电压也可以是检测所述开关管的输入端的电压而获取到的。可见，不论是直接基于漏极电压来控制驱动电流，还是间接地基于辅助绕组的电压来控制驱动电流，均不脱离本发明实施例的描述。

还需指出，在导通开关管时，其emi相较于整个电源变换器甚至电子设备的emi来说是较小的，导通损耗带来的影响相对于整个电源变换器来说也是较小的，故而，开关管的emi与导通损耗的影响通常会被视作是可忽略不计的，也正因此，本领域缺乏用于兼顾开关管的emi与导通损耗的方案，其实际是本领域的一种技术偏见，然而，由于实践中对电路的要求越来越精细化，本发明实施例发现了这种技术偏见被克服的必要性，并有效降低了emi，兼顾了emi与导通损耗。

图3是本发明一实施例中电源变换器的构造示意图二；图4是本发明一实施例中电源变换器的构造示意图三。

请参考图3和图4，所述的电源变换器，还包括第一电阻r1与第二电阻r2，所述辅助绕组3的第一端、所述第一电阻r1、所述第二电阻r2与地依次串联，所述辅助绕组3的第二端接地；所述控制电路1连接所述第一电阻r1与所述第二电阻r2之间，以获取所述第一电阻r1与第二电阻r2之间节点的电压作为目标电压vms，该目标电压vms表征了所述辅助绕组3的电压vaux，进而间接表征出了开关管输入端电压。

所述控制电路1还用于：

在所述目标电压开始下降后，确定所述目标电压与所述参考电压的电压比较结果。

其中，确定目标电压与参考电压的电压比较结果的方案可以是多样的，例如可直接基于电压进行比较，也可间接通过电流、功率等其他参数进行比较。

申请人通过进一步分析发现，当开关管导通，辅助绕组vaux为负电压的时候，第一电阻与第二电阻之间的电压(即目标电压vms)，仍然会在0v附近，所以直接基于电压进行比较虽然可以基本实现本发明的目的，但仍然存在精度、准确性不高等的问题。故而，其中一种优选实施方式中，所述控制电路根据所述检测电压，确定所述辅助绕组的电压与所述参考电压的电压比较结果时，具体包括：

获取与所述检测电压相匹配的检测电流ivms；

比较所述检测电流ivms与参考电流iref，以利用所述检测电流ivms与所述参考电流iref的电流比较结果作为所述电压比较结果，所述参考电流iref是根据所述参考电压确定的，即：不同的参考电压，可对应使用不同的参考电流，从而使得电流比较结果可反映出电压比较结果。

图5是本发明一实施例中控制电路的工作原理示意图；图6是本发明一实施例中控制电路的电路示意图。

具体实施过程中，请参考图5与图6，所述控制电路包括驱动单元11、电压电流变换单元12与第一电流源；所述参考电流是所述第一电流源形成的，所述检测电流是所述电压电流变换单元获取到的，所述驱动单元连接所述电压电流变换单元与所述第一电流源之间的比较反馈节点，以及所述开关管的栅极；

所述驱动单元11用于：

若开始驱动所述开关管导通，则：

在所述检测电流ivms低于所述第一电流源形成的参考电流iref时，此时表示检测电压高于参考电压，可获取所述比较反馈节点所产生的第一信号，并响应于所述第一信号，以所述第一驱动电流驱动所述开关管2的栅极；

在所述检测电流ivms高于所述第一电流源形成的参考电流iref时，此时表示检测电压低于参考电压，可获取所述比较反馈节点所产生的第二信号，并响应于所述第二信号，以所述第二驱动电流驱动所述开关管2的栅极。

其中，若第一信号为高电平信号，则对应的第二信号为低电平信号；若第一信号为低电平信号，则对应的第二信号为高电平信号，任意可被驱动单元区分识别从而产生不同电流的信号，均不脱离以上所涉及的第一信号与第二信号。

部分举例中，可基于电流的分流来产生第一信号与第二信号，其他举例中，也可采用其他方式来产生第一信号与第二信号，例如可采用任意现有或改进的电流比较电路来实现。

请参考图6，一种具体举例中，所述电压电流变换单元12包括：第一三极管q1、第二三极管q2、第一场效应管q3、第二场效应管q4与第二电流源121；其中的第一三极管q1可采用npn型三极管，第二三极管q2可采用pnp型三极管。

所述第一三极管q1的发射极连接于所述第一电阻r1与所述第二电阻r2之间，所述第一三极管q1的基极与所述第二三极管q2的基极对接，所述第一三极管q1的集电极连接所述第一场效应管q3的漏极连接，所述第二三极管q2的集电极连接所述第二电流源121的一侧(例如其输出侧)，所述第二场效应管q4的栅极与所述第一场效应管q3的栅极连接，所述第一场效应管q3的源极、所述第二场效应管q4的源极与所述第二电流源121的另一侧(例如其输入侧)互相连接，所述第二场效应管q4的漏极连接所述第一电流源13(例如其输入侧)。同时，第一电流源13的的输出侧可接地。

在以上电路中，当检测电流ivms>iref的时候，det信号为高电平信号(即第二信号)，说明辅助绕组的电压vaux和开关管的漏极电压已经接近第二阶段(或可理解为接近米勒平台阶段)，此时，将增大驱动电路的驱动电流，即以第二驱动电流进行驱动；当检测到ivms<iref的时候，det信号为低电平信号(即第一信号)，说明辅助绕组的电压vaux和开关管的漏极电压还相对较高，驱动电路应采用较小的驱动电流以改善emi，即以若驱动电流进行驱动。

在具体举例中，流经所述第一场效应管的源极与漏极的电流是流经所述第二场效应管源极与漏极的电流的整数倍，其可通过场效应管的选型来实现。

在本发明实施例中，电源变换器具体指高压电源变换器，作为一种举例，其可以是反激式变换器。其中的变压器还起到将输入级和输出级之间进行绝缘隔离的作用。对应的，其中的辅助绕组3可以是电源变换器配置的辅助绕组以实现电源变换器的控制电路的隔离信号传递；进而，辅助绕组3本身可具备一定功能，例如：

一种举例中，所述控制电路是由所述辅助绕组所产生的电能供电的。

另一种举例中，所述控制电路还用于根据所述辅助绕组的电压，控制所述开关管的通断，以调节所述变压器变换后的电压。

再一种举例中，辅助绕组可同时实现以上功能。

此外，请参考图4，在电源变换器中，还可包括整流模块6、第一电容c1、第二电容c2，电阻r3与二极管d1，其中：

整流模块6的输出侧与第二电容c2并联后连接于初级绕组4的第一端，同时，电阻r3与第一电容c1并联后与二极管d1串联，串联后的电路并联于初级绕组4的两端之间。对应的，可在次级绕组5形成所需的电压vout。

本发明实施例还提供了一种电源系统，包括第一方面及其可选方案涉及的电源变换器。

图7是本发明一实施例中电源变换器的开关管驱动方法的流程示意图一；图8是本发明一实施例中电源变换器的开关管驱动方法的流程示意图二。

图7与图8所示的方法实施例可理解为是基于以上所涉及的电源变换器而实现的，故而，针对于重复的技术名词、技术效果等，在后文中不再重复阐述。

所述开关管驱动方法应用于所述控制电路1或所述控制电路1中的驱动单元11，所述的驱动处理方法包括：

s101：在所述开关管被驱动导通的过程中，确定目标电压；。

s102：所述目标电压下降后，是否仍高于参考电压；

若步骤s102的判断结果为是，在可实施步骤s103，若步骤s102的判断结果为否，即目标电压下降为低于所述参考电压时，可实施步骤s104。

s103：以第一驱动电流驱动所述开关管的控制端。

s104：开始以第二驱动电流驱动所述开关管的控制端。

可选的，请参考图8，步骤s101具体包括：

s1011：获取所述第一电阻与第二电阻之间节点的电压作为所述目标电压。

步骤s102之前，还可以包括：

s105：确定所述目标电压与所述参考电压的电压比较结果。

可选的，步骤s105具体包括：

比较与所述目标电压相匹配的检测电流与参考电流，以利用所述检测电流与所述参考电流的电流比较结果作为所述电压比较结果，所述参考电流是根据所述参考电压确定的。

此外，以上对控制电路功能的任意记载，均可视作本发明实施例所涉及的方法的可选方案，在此不再累述。

最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。