基于虚拟同步电机的双向隔离型谐振功率变换器控制方法与流程

本发明涉及大电网与电动汽车动力电池交互的双向控制领域，具体是一种基于虚拟同步电机的双向隔离型谐振功率变换器控制方法，适用于实现电动汽车与电网间的友好高效交互和能量的双向流动。

背景技术：

化石能源的短缺和人们对空气污染的担忧加速了车辆的电气化。大量的电动汽车与电网互连，将有助于稳定间歇性可再生能源对电网的冲击，同时也成为有效的应急电源替代解决方案之一，得到了全世界的普遍认可和欢迎。电动汽车充放/电器的性能是保证电动汽车充放电效率、速度、以及与电网友好交互的关键性一环。

可调节双向功率流的双向接口变换器是电动汽车充电器的重要组成。对于双向接口变换器，一方面，要求电动汽车充/放电设备与配电网具有良好的交互特性，当配电网发生暂态故障时具有较高的稳定性与稳态精度。有学者提出利用交直流两侧频率和电压控制功率流向的双向下垂控制方法，使交、直流两侧均衡地承担负荷但当电动汽车的渗透率逐渐增大，下垂控制可能会对电动汽车电池和电网稳定性都造成冲击。为了增加系统的稳定性，近年来提出了变换器的虚拟同步电机控制理论和方法，将三相变流器进行等效为虚拟同步电机。有学者研究了具有虚拟惯性的虚拟同步发电机实施方案以及作为逆变电源的控制策略，但该方案中接口变换器只能应用于单一的功率流向，只能应用于特定场合的电力电子变换器。

另一方面，要求电动汽车充电设备的充放电过程尽量迅速和高效，以此提高电动汽车动力电池的使用寿命和运行安全，同时减少充放电过程的能量损耗。为了提高双向接口变换器效率，其应满足多种要求，例如宽输出电压调节、低电应力、无缓冲电路、低循环电流和良好的开关条件，以及降压/升压操作。采用隔离/双向pwm变换器结构，满足降压/升压操作，实现功率双向流动，但电流馈电侧的高频逆变器将会受到变换器漏感引起的强电压应力，是双向隔离型变换器提高效率的主要障碍。因此针对高压大功率运行的双向变换器，采用适用各种电压及高功率的dab(dual-active-bridge)结构，可以显著的提高接口变换器的传输功率，然而，传统的dab变换器具有大的无功电流，这会在其开关元件上产生电应力并增加功率损耗，使接口变换器的整体效率降低。因此，在电动汽车充放电中现有的变换器的相关控制技术仍有诸多缺陷，双向功率变换器需要一种既能提高运行效率又能与电网友好交互的新型控制方法。

技术实现要素：

本发明为了解决电动汽车充放电过程中缺乏转动惯量，电力电子变换器电压稳定性低，以及运行过程中无功功率大引起的效率降低等问题，提供了一种基于虚拟同步电机的双向隔离型谐振功率变换器控制方法。

本发明是通过如下技术方案来实现的：基于虚拟同步电机的双向隔离型谐振功率变换器控制方法，电网交流母线经过线路阻抗zac、滤波电阻rac和lc滤波器连接到交流接口变换器的交流侧；交流接口变换器的直流侧经过直流电容cdc连接dc/dc变换器；dc/dc变换器再经过稳压电容cf与滤波电感lf，最终连接到动力电池；所述控制方法根据三相同步电动机模型和交流接口变换器在结构上的相似性，将交流接口变换器虚拟为同步电机，控制方法包括有功功率控制、虚拟励磁控制和电压电流双闭环控制三部分，各部分控制方法如下：

(1)有功功率控制：设定虚拟同步电机的极对数为1，其转矩方程可以表示为：

其中j表示同步电机的转动惯量，单位kg·m²，ωn表示电网交流额定角速度，单位rad/s；pe和pm分别为同步电机的电磁、机械功率；δ为发电机的功角，单位rad；ω是同步电机的虚拟转子角频率，单位rad/s；kω为交流一次调频下垂系数；有功功率控制部分主要用来实现有功功率闭环并产生机械转矩；有功功率由交流侧电压和电流计算得到，表示为：

p＝uaia+ubib+ucic

式中ua、ub、uc为同步电机的机端电压，ia、ib、ic为同步电机的机端电流；

(2)虚拟励磁控制：在虚拟励磁控制部分，模拟发电机的励磁控制，对交流电压、无功功率进行控制调节，通过调节虚拟同步电机模型的虚拟电势有效值e来使其发出无功；虚拟同步电机的虚拟电势有效值e共由3部分组成：

其一，是反应无功功率调节的部分δeq，其二为反应机端电压调节的部分δeu，能够等效为同步电机的自动励磁调节器，其三是同步电机的空载电势有效值e0；则电机虚拟电势有效值为：

e＝e0+δeq+δeu

电机虚拟电势的矢量值表示为：

(3)电压电流双闭环控制：基于kvl定律，同步电机的电磁方程可以表示为：

其中为交流侧电压；l和r分别为同步电机的定子电感和电阻，其值分别取交流接口的lc滤波器的滤波电感lac和滤波电阻rac的值，为交流接口电流，为交流母线侧电流；通过电压-电流双闭环控制得到信号e，并将其作为调制波输入spwm调制，产生交流接口变换器的控制信号，控制交流接口变换器各igbt管的导通和关断。

所述双向功率变换器由dc/dc级和dc/ac级两部分构成，根据三相同步电动机模型和三相变流器在结构上的相似性，可以将dc/ac级三相变流器等效为同步电机，将整个电动汽车充电桩在其并网点等效为一台同步电机，该电机可以自适应地响应电网的电压与频率扰动，并为电网提供必要的惯性和阻尼。

进一步的，dc/dc变换器直流侧的一次侧与二次侧间由clc谐振模块连接，所述clc谐振模块包括位于一次侧的用于电压倍增操作的电容器cv，以及位于二次侧用于谐振pwm操作的由谐振电容cr和谐振电感lr组成的谐振结构；所述dc/dc变换器8个开关用于充电或放电操作，包括一次侧的m1、m2、m3、m4四个igbt管以及二次侧的m5、m6、m7、m8四个igbt管。

接口变换器的dc/dc级采用dab变换器的结构，以满足大功率、宽输出电压范围要求。为了解决传统的dab变换器较大无功电流引起功率损耗的缺陷，通过增加clc谐振模块，实现接口变换器开关器件的零电压导通和零电流关断，提高变换器整体的运行效率。

所述双向功率变换器的直流控制单元有8个开关用于充电或放电操作，不同于传统谐振结构，dc/dc变换器仅由pwm控制，可以避免过高的开关频率导致的效率降低，或者过低的开关频率引起的可听噪声或空载调节问题。本文所提出的双向充电器保持了类似于dab转换器的结构优势，同时通过采用倍压整流结构，即在放电操作期间将m3保持在导通状态，使接口变换器直流二次侧电压增加到原来的两倍，使得转换器实现双向功率流。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果如下：

(1)同时考虑了电动汽车充放电过程中电网电压和电动汽车电池电压稳定性要求，在控制中能够同时实现对交直流母线电压控制；

(2)能够使变换器实现功率的稳定控制，对电动汽车进行稳定的充放电操作，在电网产生较大波动时，使系统整体具有较高的稳定性和惯性；

(3)同时使直流侧具有宽输出电压范围和大功率传输能力的特点，并通过谐振回路的设计可以很好的实现零电压导通和零电流关断，有效提高变换器的转换效率，满足电动汽车高效充放电的需求；

(4)另外能够通过单一开关的变化能有效的控制充放电状态变化，在实际工程应用中能够简便操作，提升安全性。

附图说明

图1为双向功率变换器的拓扑结构图。

图2为交流侧基于虚拟同步电机控制的双向功率变换器的控制框图

图3为直流侧双向功率变换器的控制框图。

图4为充电操作下直流侧双向功率变换器模式图。

图5为放电操作下直流侧双向功率变换器模式图。

图6为充电和放电操作下直流侧双向功率变换器波形变化图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施例进行说明。

本实施例主要用于充当电动汽车充放电机的双向功率变换器，双向接口变换器的结构拓扑如图1所示。电网交流母线经过线路阻抗zac和lc滤波器(lac为滤波电感，cac为滤波电容，rac为滤波电阻)连接到接口变换器交流侧；接口变换器直流侧经过直流电容cdc连接dc/dc变换器，接口变换器直流侧的一次侧与二次侧间由clc谐振模块连接，再经过稳压电容cf与滤波电感lf，最终连接到动力电池电动汽车电池。

交流侧采用一种基于虚拟同步电机的功率控制方法，其控制框图如图2所示，其交流控制单元包括有功功率控制、虚拟励磁控制和电压电流双闭环控制，各部分控制方法如下：

(1)有功功率控制：设定虚拟同步电机的极对数为1，其转矩方程可以表示为：

其中j表示同步电机的转动惯量，单位kg·m²，ωn表示电网交流额定角速度，单位rad/s；te、tm和td分别为同步电机的电磁转矩、机械转矩和阻尼转矩；d为阻尼系数，不考虑阻尼绕组作用时，与交流一次调频下垂系数kω相等；δ为发电机的功角，单位rad；ω是同步电机的虚拟转子角频率，单位rad/s。由于转动惯量j的存在，使得充/放电机在电网电压出现波动时表现出机械惯性的能力。交流下垂系数选定时，转动惯量j增大可使交流频率惯性增大，但j过大又会降低系统稳定性，因此不宜过大。此外，阻尼系数d的增大可以使得整个系统的惯性增大，同样的过大的d则会影响系统的稳定。而电机的电磁转矩可以由虚拟同步电机电势eabc和输出电流iabc得到，则电磁转矩和虚拟同步发电机输出的电磁功率pe之间的关系可以表示为：

te＝pe/ω＝(eaia+ebib+ecic)/ω

在功率为p的恒定功率负荷条件下，同步电机额定的机械转矩t0与供电网频率ωn(即电网交流额定角速度)呈反相关关系，而且在受到供电网频率干扰以及物理阻尼的影响后，会出现变化，频率与转速呈正相关关系，并由此带来机械阻尼同幅度的增减变化，这即是响应电网频率的变化。鉴于此，我们可以通过调节虚拟同步电机机械转矩tm来调节网侧变流器接口中的有功指令，机械转矩tm是固定转矩t0与频率偏差反馈指令△t之差。因此机械转矩则可以表示为：

tm＝t0+δt＝(p-pref)/ωn

其中，pref为选择的参考功率，有功功率控制部分主要用来实现有功功率闭环并产生机械转矩。有功功率由交流侧电压和电流计算得到，可表示为：

p＝uaia+ubib+ucic

对得到的机械转矩减去电磁转矩和阻尼转矩的值求积分并除以转动惯量j，可以进一步得到同步电机的虚拟转子角频率ω，继续对转子角频率求积分，就可以得到虚拟同步发电机的功角δ。

(2)虚拟励磁控制：在虚拟励磁控制部分，模拟发电机的励磁控制，对交流电压、无功功率进行控制调节，通过调节虚拟同步电机模型的虚拟电势有效值e来使其发出无功。虚拟同步电机的虚拟电势有效值e共由3部分组成。

其一，是反应无功功率调节的部分δeq，其二为反应机端电压调节的部分δeu，可等效为同步电机的自动励磁调节器，其三是电机的空载电势有效值e0。

其中kq为无功-电压下垂系数，qref与q分别为交流接口机端输出的瞬时无功功率参考值与实际值。kv为电压调节系数；uref和u分别为并网逆变器机端线电压有效值的参考值和真实值。则电机虚拟电势有效值为：

e＝e0+δeq+δeu

电机虚拟电势的矢量值表示为：

(3)电压电流双闭环控制：基于kvl定律和kcl定律，同步电机的电磁方程可以表示为：

其中为交流侧电压；l和r分别为同步电机的定子电感和电阻。需要特别注意的是，这里的定子电感l和电阻r与交流接口的滤波电感lac和滤波电阻rac相对应，为交流接口电流，为交流母线侧电流。有功功率控制模拟同步电机的机械运动方程，调节有功功率，该控制环节输出虚拟电势的频率和相位；虚拟励磁控制模拟同步电机励磁调节，控制无功功率，输出的有效值。

为了简化控制，将接口变换器的数学模型由abc三相静止坐标系，转换成两相旋转d-q坐标系。转换矩阵如下：

式中，θ＝ωt+θ0表示d轴与a轴之间的夹角，θ0为t＝0时的夹角。

经过坐标转换，获得接口变换器在d-q坐标系下的数学模型，由此，接口变换器中的三相交流分量变为两相直流分量。则有：

式中，ud、uq分别表示交流电压的d、q轴分量；ed、eq分别表示交流电压的d、q轴分量；id和iq分别表示交流电流的d、q轴分量；ild和ilq分别表示交流电流的d、q轴分量。

根据上式，如图2(b)所示，电压方程中的耦合项为ωliq和ωlid，电流方程的耦合项为ωcuq和ωcud。通过在控制中引入负的耦合项，消除d、q轴之间的耦合影响；利用pi控制使接口变换器无静差跟踪参考信号。图2(b)所示双闭环中，电压环、电流环的被控变量分别是电压、电流，采用pi控制时的传递函数分别如下式：

其中ud-ref、uq-ref分别为给定交流电压参考值的d、q轴分量，id-ref、iq-ref分别为给定交流电压参考值的d、q轴分量，ed-ref、eq-ref分别为给定交流电压参考值的d、q轴分量。最后一项id、iq、ud和uq均为前馈项，是电压、电流实测值的d、q轴分量，可加速控制器响应。gu(s)和gi(s)均为pi调节器，其传递函数分别为：

式中，ku-p、ku-i分别是电压环的比例、积分系数。ki-p、ki-i分别是电流环的比例、积分系数。

最后通过电压-电流双闭环控制得到信号e，并将其作为调制波输入spwm调制，产生接口变换器的控制信号，控制igbt管vt1～vt6的导通和关断。

所述双向功率变换器的直流控制单元有8个开关用于充电或放电操作，具体操作如图3中的m1～m8。由谐振电容cr和谐振电感lr组成的谐振结构位于二次侧，用于谐振pwm操作，位于一次侧的电容器cv用于电压倍增操作。不同于传统谐振结构，变换器仅由pwm控制，可以避免过高的开关频率导致的效率降低，或者过低的开关频率引起的可听噪声或空载调节问题。本申请所提出的双向充电器保持了类似于dab转换器的结构优势，同时通过采用倍压整流结构，即在放电操作期间将m3保持在导通状态，使接口变换器直流二次侧电压增加到原来的两倍，使得转换器实现双向功率流。其中，vref表示直流接口2次侧电压参考值，iref表示二次侧电流参考值。

在充电和放电阶段，分别得出了图4和图5的模式分析图。

图4(图4中a、b、c分别代表模式1、2、3)为充电操作下直流侧双向功率变换器模式图，在充电操作中，功率流由m1～m4控制，m5～m8的二极管用于全桥整流。由于cv的取值为几十微法，因此在这种模式下具有足够大的值，可以看作为直流耦合电容器，不会影响充电操作。充电时的模式图及其等效电路如图4所示，由于开关器件的漏源电容通常比较小，因此可以忽略开关的漏源电容cds。同时假设谐振电容器电压vcr不超过电池电压vbatt，m3在初始时处于导通状态。整个充电过程中，开关管及软开关波形情况如图6(a)所示。

模式1(t0≤t<t1)：当m1在t0时导通，初级电流ip流过m1，m3和变换器一次侧。二次侧电流is从零开始增加，并流过cr，lr，m5、m7以及变换器二次侧。从图4(a)模式1的等效电路可以推导出vcr和is:

其中：

vcrf是vcr充电运行时的峰值电压，一次电流ip是指一次侧电流is与磁化电流im之和。当m1被关闭时，一次电流用于对m1和m2的cds进行充放电。如果m2的cds在模式1结束前完全放电，则可以实现m2的零电压开关(zvs)。而m2的zvs条件很容易满足，因为zvs使用的是ip的峰值。这个操作在图4(a)中用浅色线表示。

模式2(t1≤t<t2)：m2打开时，模式2开始。一次电流ip流过m3、m2和变换器一次侧。二次电流is与前一状态保持相同的电流路径，直到is减小为零为止。由图4(b)模式2的等效电路，vcr和is可表示为:

vcr(t)＝-vbatt-(vcr(t1)+vbatt)cosωr(t-t1)+zrilr(t1)sinωr(t-t1)

假设上下开关门信号之间的死区时间足够短，可以忽略不计，从上式中可以得到ilr(t1)。如下:

式中df为充电时m1(或m4)占空比。从上式可推导出t2mf的持续时间

模式3(t2≤t<t3)：模式2后，只有充磁电流im通过m3和m2循环。在模式3中，谐振电容电压vcr保持为vcr(t2)，为vcrf定义的谐振电容的峰值。可以得到vcrf：

vcrf不应超过vbatt，以防止m5和m7体二极管不正常导电，保证正常工作。只有m3和m4的cds充放电采用峰值充磁电流。如果m4的cds在模式3结束前完全放电，则可以实现m4的zvs。与m2的zvs条件不同，m4的zvs并不容易，因为zvs只使用充磁电流的峰值，并且受负载条件的影响。由模式4～6组成的下一个半周期的运行与前一个半周期相同。

图5为放电操作下直流侧双向功率变换器模式图。放电过程中功率流由m5～m8控制。为了提高电压增益，采用二极管m1和m2的整流器作为电压倍频整流，使m3处于导通状态。电容cv作为提供功率的电源电容。假设变换器二次侧磁化电感的阻抗为ωslm/n²ω，(lm为图1中谐振模块的变压器的磁化电感)并且该阻抗与谐振回路阻抗ωslm+1/(ωscr)相比足够大。在这里开关频率ωs(指m1-m8)的单位为rad/秒。则在整个充电过程中，开关管及软开关波形情况如图6(b)所示。

模式1(t0≤t<t1)：当m8在t0处打开时，二次电流通过lr、cr、m8、m6和变换器二次侧。一次电流ip从零开始增大，并通过m2、m3、cv和变换器一次侧。从图5(a)中，vcr和一次电流和二次侧的一次电流nip可以近似地导出为：

vcrr是vcr在放电过程中的峰值电压，其表达式如最后一个公式所示。二次电流等于nip和nim之和。当m8关闭时，is用于使m7达到zvs状态。

模式2(t1≤t<t2)：当m7打开时，模式2开始。功率流如图5(b)所示，ip开始下降。由模式2的等效电路可得vcr和nip为:

采用与充电操作中模式2相似的假设，可导出nip(t1)和vcr(t1)。他们的推导如下:

式中dr为放电操作业中m5(或m8)的占空比。模式2继续，直到ip减小为零，模式2在放电模式下的持续时间t2mr为

模式3(t2≤t<t3)：模式2后，只有二次侧nim的充磁电流通过m7和m6。同时可以推导出vcr(t2)如下:

vcrr是vcr在放电过程中的峰值电压。当m6关闭时，二次侧的峰值磁化电流对m5和m6的漏源电容cds进行充电和放电。第一个由模式1～3组成的半程周期是充电电容cv通过m2和m3通道的充电周期，下一个由模式4～6组成的半程周期是充电电容cv和m1、m3的充电周期。除整流操作部分，模式1～3与模式4～6这两个半程周期操作基本相同。