低压大电流交流伺服驱动系统的制作方法

本发明涉及永磁同步伺服电机驱动系统及方法，特别是涉及一种低压大电流交流伺服驱动系统。

背景技术：

随着伺服系统的快速发展，永磁同步伺服电机具有功率密度高、响应快、可靠性高的优势，因此交流伺服系统也得到越来越广泛的应用。近年来，越来越多的场合如野外作业、agv物流小车(automatedguidedvehicle)、医疗机器人等，开始采用低压永磁同步伺服电机和低压交流伺服驱动器+。这些场合要求驱动器体积小或移动精度高，而且由于条件的限制只能由蓄电池供电。因此不同于传统的交流伺服驱动系统，低压交流伺服驱动器具有低压直流输入和高功率体积比的特点，且对系统的可靠性和稳定性有更高的要求。

低压大电流交流伺服驱动器是指输入电压标称直流48v、峰值电流40a、输出功率1.2kw，低压交流伺服精度高、体积小、易于移动，被广泛应用于医疗领域的手术机器人、物流领域的agv小车、军事领域的野外作业机器人等。；低压伺服采用直流供电，输入电压比传统的高压伺服小，但目标输出功率相同。设计过程中可能引起以下问题：

(1)在驱动功率与负载特点相同的条件下，低压伺服驱动器的相电流远大于高压伺服驱动器的相电流，流过元器件电流大小是高压伺服驱动器的5—10倍，这使得硬件部分发生电路功耗增加、功率器件压降升高、输出电流谐波成分提高、产生热量过多等问题，影响整体运行的可靠性。

(2)低压伺服驱动器应用在可移动或小型仪器上，对驱动器的体积与质量有较大的限制。体积变小会发生信号干扰增强、散热困难等问题，导致驱动器运行不稳定。

技术实现要素：

鉴于现有技术中存在的问题，本发明一种低压大电流交流伺服驱动系统，其特征在于：所述伺服驱动系统包括控制模块和功率模块，所述控制模块包括逆变模块，所述逆变模块包括逆变模块驱动电路；

所述逆变模块驱动电路由驱动芯片通过驱动电路感抗lk和驱动电阻rg串联于mosfet开关器件的g极；

并且驱动电阻rg满足以下条件：

其中cgs是所述mosfet开关器件内部栅源两极间的电容、vth是所述mosfet开关器件的门槛电压、cgd是所述mosfet开关器件gd间的寄生电容。

优选地，在所述驱动电阻rg的两端反向并联有二极管d1。

优选地，在所述驱动电阻rg的两端反向并联有二极管d1和电阻r1。

优选地，对所述mosfet开关器件进行死区补偿，输出信号交轴信号补偿uβ＝0；输出信号直轴信号补偿uα＝4udδt/3t，所述交轴与所述直轴垂直，其中，ud为直流侧电压，t为载波周期，流入电机电流为正时，上桥臂mosfet输出时间减少δt，下桥臂续流二极管导通时间增加δt。

与现有技术方案相比，本发明至少具有以下有益效果：

1)通过计算驱动电阻rg阻值，使其能提供足够阻尼，来抑制ig震荡；驱动电阻的上限值是在mosfet电路关断时，通过避免mosfet产生极大dv/dt导致电路误导通；

2)当mosfet关断时，栅极电流ig满足高于续流二极管电压vd,fwd和rgate的比值的条件，二极管doff开始分流，实现关断提速；

3)通过电压空间矢量合成方法的死区补偿设计，相电流波形得到较大改善，其中基波分量明显增大，谐波分量显著减少，验证了该补偿设计具有良好效果。

附图说明

图1是本发明低压伺服驱动器硬件平台设计方案；

图2是本发明功率模块的结构框图；

图3是本发明驱动电阻阻值计算条件与影响；

图4是本发明mosfet驱动电路结构；

图5是本发明mosfet关断提速设计组成与影响；

图6是本发明截止二极管的结构图；

图7是本发明的驱动电路；

图8是本发明的死区补偿设计；

图9a是本发明电流为正时的电流流向；

图9b是本发明电流为负时的电流流向；

图10a是本发明理想pwm波形；

图10b是本发明实际pwm波形；

图11是本发明第一扇区补偿前后pwm波形图；

图12是本发明电压空间矢量补偿图；

图13a是本发明补偿前定子电流波形；

图13b是本发明补偿后定子电流波形；

图14a是本发明补偿前相电流谐波含量；

图14b是本发明补偿后相电流谐波含量。

下面对本发明进一步详细说明。但下述的实例仅仅是本发明的简易例子，并不代表或限制本发明的权利保护范围，本发明的保护范围以权利要求书为准。

具体实施例

下面结合附图并通过具体实施方式来进一步说明本发明的技术方案。

本发明针对载重agv物流小车需求，为驱动轮设计低压驱动，agv的交流伺服应用连接结构如图1所示；由20-70v电源为低压伺服驱动器提供电源，再由低压伺服驱动器驱动永磁同步电机。

本发明agv物流小车，应用于载重1000kg的运输场景，电机减速比1:32，额定转速3000rpm，为此采用低压交流伺服驱动系统。为满足agv物流小车负载及运行要求，低压交流伺服驱动器的设计指标见表1。

表1低压伺服驱动器设计需求

本发明低压伺服驱动器由控制模块和功率模块组成。

控制模块包括通信模块和计算与控制输出模块。通信模块负责与外部进行通信，其中包括上位机的指令、调试信号的处理和编码器反馈。驱动器一般工作于噪声大、干扰强的环境，且低压伺服驱动器体积较小导致布线密集，这均会带来较大信号干扰，引起错误传输，因此需要将采集到的信号数据先经过滤波等抗干扰处理，再进行数据处理如485信号的差分转单端等，完成后将数据发送给计算与控制输出模块。

计算与控制输出模块中包含计算模块和控制输出模块，计算模块主要负责外界通信信号和反馈信号的计算，如三环数据计算、电流采样数据处理、编码器数据解析等，将计算后的数据发送给控制输出模块，进行伺服控制，控制模块输出相应的信号给功率模块。

功率模块的具体设计方案如图2所示，主要分为三个部分，电源模块、逆变模块以及电流采样和保护模块。其中，电源模块负责将直流母线电压20—70v转换成整个驱动器各模块所需要的电压；逆变模块通过控制开关器件的通断实现svpwm输出；电流采样和保护模块负责采样相电流并将其处理，然后对功率器件关键信号，如：电流、温度、导通状况进行监控。

由于低压大电流交流伺服驱动器的母线电压低导致主回路电流过大，其最大输出电流为40a，是传统高压驱动器4倍以上。大电流使得mosfet的门极驱动电压变大，导致mosfet电路发生误导通的概率增大，功率损耗和输出电压压降也增大；电流变大对二极管反向恢复的抑制会减小mosfet关断速度，导致mosfet管的导通速度降低；同时大电流可能导致mosfet击穿，造成功率模块失效。

实施例

针对大电流驱动带来的功率电路导通速度慢、误导通、功率损耗大以及输出电压下降等问题，设计逆变模块的驱动电路，驱动电路中设计合适的驱动电阻，减少电压振荡，设计关断提速电路，提高关断速度，并对死区进行补偿设计。

逆变模块的驱动电路设计影响mosfet的工作状态和使用寿命，针对mosfet误导通和电压输出震荡问题，通过设计合适阻值的驱动电阻，避免电压振荡，减小mosfet管误导通的概率；针对电路导通速度慢、放电慢、损耗大问题，采用关断提速电路设计。

(1)驱动电阻阻值的设计

mosfet两极之间的阻抗影响其动态特性，为了减小阻抗的影响，增加保护，调节共振，采用在mosfet电路栅极处串联驱动电阻rg设计。驱动电阻计算条件及带来的影响如图3所示。

驱动电阻在开关频率较低时，影响不明显，而高频时，mosfet的阻抗变低会引发震荡，导致集电极出现电压尖峰；驱动电阻rg阻值增大，使得mosfet电路导通时间延长，器件发热损耗也增加；驱动电阻rg减少，使得mosfet电路误导通的概率增加，损坏器件。因此需对驱动电阻阻值进行精确计算。

驱动电阻阻值上下限要根据功率器件的开通条件和关断条件分别进行计算。常用的mosfet驱动电路结构如图4所示，驱动mosfet的驱动信号经过驱动电阻rg。rpd为mosfet栅源极间下拉电阻，用作释放mosfet积累的电荷，其阻值较大对mosfet瞬态工作基本无影响，因此在分析开关瞬态时，忽略rpd的影响。lk为驱动电路的感抗，其中包括mosfet引脚感抗、pcb走线感抗等。驱动逆变模块的驱动芯片选择的是ti公司的dgd2184芯片。

在mosfet电路开通瞬间，驱动电流ig流向mosfet，通过计算驱动电阻rg阻值，使其能提供足够阻尼，来抑制ig震荡。

因此，mosfet开通瞬间，根据回路中电子器件在s域的特性，得公式1。

cgs是mosfet内部栅源两极间的电容，vcc是母线电压。根据式1可以求出ig，并根据其典型二阶系统得公式2。其中通过令阻尼比大于1，来抑制ig的震荡，得到公式3。

mosfet中gs间的寄生电容cgs为1000pf，lk取30nh，计算得驱动电阻rg的下限值为0.3ω。

驱动电阻的上限值是在mosfet电路关断时，通过避免mosfet产生极大dv/dt导致电路误导通计算得到。

该电流igd会流过驱动电阻rg，会在mosfet中gs间引入一个电压，当该电压大于mosfet的门槛电压vth时，会使得电路发生误导通。而避免误导通应该满足公式4。

由公式4得

mosfet管gd间的寄生电容cgd为340pf，门槛电压vth为3v，dv/dt为4×10⁹，求得mosfet的驱动电阻上限为2.2ω。

综合可得驱动电阻的阻值范围在0.3—2.2ω，最后选择常用规格1ω。

(2)关断提速设计

为了提高导通速度，本文采用关断提速电路设计。关断提速设计组成与影响如图5所示。

mosfet关断速度限制逆变电路的导通速度，而mosfet的关断速度依赖于栅极驱动电路设计。为了实现导通速度提高，需对栅极驱动电路进行设计，根据截止二极管设计，来减少关断时驱动回路的阻抗，有效提高导通速度，同时避免mosfet的误导通。

如图6所示，该电路中截止二极管设计，驱动电阻rgate两端反向并联二极管。当mosfet关断时，栅极电流ig如公式6，满足高于续流二极管电压vd,fwd和rgate的比值的条件,，二极管doff开始分流，实现关断提速。

此时mosfet栅源电压为二极管的导通压降0.7v，远小于mosfet门槛电压3v，有效避免mosfet的误导通，并减小截止时间的延迟。

综合驱动电阻计算和提速电路设计，设计本文驱动电路，如图7所示，驱动电阻r2两端反向并联二极管d1。

当mosfet关断时，d1对关断电流分流，加快电路关断速度，同时mosfet栅源电压小于门槛电压，有效避免了mosfet的误导通。其中r1的电阻为5.1ω，r2的电阻为1ω，r3的电阻为10kω。

(3)开关死区补偿

mosfet的开关死区会降低逆变模块输出电压，同时大电流增大压降，为了减小输出电压的压降，本文采用死区补偿设计，设计包括输出电压空间矢量合成、两相正交分解以及电压补偿。死区补偿设计图如图8所示。

针对逆变模块的一相分析死区对输出电压造成的影响。图9a、图9b中u点具体电压值由功率元器件的导通状态决定。死区时间内，两mosfet均处于关断状态，而且交流永磁同步电机特性导致电流不能突变，所以电机电流会流过续流二极管vd1、vd2，根据此时状态可以确定u点电压。

图9a情况下u点电压为母线负极电压，图9b情况下u点电压为母线正极电压。

图10a、图10b为一对pwm波，左边是理想的pwm信号，右边是加了死区时间的实际pwm信号，死区时间内上下桥臂皆关断。

此时图9a是流入电机电流为正时，上桥臂mosfet输出时间减少δt，下桥臂续流二极管导通时间增加δt；图9b是流入电机电流为负时，上桥臂续流二极管导通时间增加δt，下桥臂mosfet输出时间减少δt。

为了减小输出电压压降对整体的影响，需采用电压空间矢量合成的方法对输出电压进行补偿。

死区补偿具体分析如图11所示，以第一扇区为例，此时假设u相电流为正，vw两相为负，如图11为三个上桥臂pwm信号，根据补偿原理，将信号导通时间增加δt，信号和导通时间缩减δt，由于信号输出具有对称性，变化的δt都变成左右两边对应改变δt/2，最终使得u6作用时间一个周期内共增加2δt，u2作用时间一个周期内共减少2δt，零矢量作用时间没有发生改变。

在电压空间矢量图中将u6和u2的变化量进行矢量合成，得到图12中与u4方向相同的合成矢量，将该合成矢量在uα,uβ方向上正交分解，并用分解值对输出电压进行补偿。对合成矢量正交分解后发现uβ上分解值为0，即uβ方向上补偿值为0。

开关死区会对输出电压造成一定的影响，所以要对得到的电压值进行一定的补偿，其计算都在程序中进行。施加恒定的电压空间矢量，不改变电机三相电流极性，将死区引起的u6和u2电压变化量在电压空间矢量图中通过合成再在uα,uβ方向正交分解后，uβ上分解的值为0，即此方向上的补偿值为0,uα方向上的补偿量为4udδt/3t，ud为直流侧电压，t为载波周期，代入数值即可进行死区补偿。

根据此电压补偿方法搭建matlab仿真模型进行模拟验证，死区补偿放置在svpwm的模块中。

死区补偿前后的a相定子电流波形如图13所示，a相电流谐波次数如图14所示。

由图13和图14可知，通过电压空间矢量合成方法的死区补偿设计，相电流波形得到较大改善，其中基波分量明显增大，谐波分量显著减少，验证了该补偿设计具有良好效果。

以上详细描述了本发明的优选实施方式，但是，本发明并不限于上述实施方式中的具体细节，在本发明的技术构思范围内，可以对本发明的技术方案进行多种简单变型，这些简单变型均属于本发明的保护范围。

另外需要说明的是，在上述具体实施方式中所描述的各个具体技术特征，在不矛盾的情况下，可以通过任何合适的方式进行组合，为了避免不必要的重复，本发明对各种可能的组合方式不再另行说明。

此外，本发明的各种不同的实施方式之间也可以进行任意组合，只要其不违背本发明的思想，其同样应当视为本发明所公开的内容。