具有谐波补偿的滤波电路的制作方法

1.本发明涉及一种具有谐波补偿的滤波电路，特别涉及一种可于简化电路控制方式及成本考量下，选择性地仅使用被动电子元件构成的具有谐波补偿的滤波电路。


背景技术：

2.总谐波失真(total harmonic distortion,thd)是电气信号谐波失真的一项指标，常见的定义方式表达为所有谐波成分功率之和与基本频率信号功率的比值。有时也会用失真因素(distortion factor)来表示。总谐波失真越大，表示谐波成分的比例越大。谐波失真是指由于非线性因素导致一些不该有的信号叠加到输入信号中去，这些不该有的信号都是原始输入信号的倍数频率。
3.目前电子设备，绝大多数其内部都是直接或是间接以直流电压工作。因此目前电子设备的输入端大多使用桥式整流器对交流电压进行整流，以获得直流电压。桥式整流器的缺点就是输入电压和输入电流有相位差使功率因数下降，以及输入电流含有高谐波成分。因此若是未对输入电压与输入电流进行谐波补偿时，所造成的输入电流的波形严重的失真，导致电力系统不稳定，严重时会使供电中断的风险。
4.所以，如何设计出一种具有谐波补偿的滤波电路，并可进一步选择性地在完全使用被动式的电子元件所构成的滤波电路时，也能达到谐波补偿效果，乃为本公开发明人所欲行研究的一大课题。


技术实现要素：

5.为了解决上述问题，本发明提供一种具有谐波补偿的滤波电路，以克服现有技术的问题。因此，本发明滤波电路耦接于接收交流电压的桥整电路与输入电容，桥整电路包含火线端、中性线端、正极端及负极端，其中滤波电路包括：续流电容，一端耦接桥整电路的火线端。续流开关，一端耦接续流电容的另一端，续流开关的另一端耦接桥整电路的正极端及输入电容。及单向开关，一端耦接续流电容与续流开关，另一端接收电压源。其中，续流开关的第一导通电压大于桥整电路中，火线端至正极端的第二导通电压。
6.本发明的主要目的及技术效果在于，利用箝位电路使用第一二极管串联第二二极管的电路结构，可使得两个二极管的跨压大于桥整二极管的跨压。借此，可使得续流电容不会在桥整二极管与续流开关皆顺向导通时产生负电压，进而达到提高滤波电路进行谐波补偿时的补偿效果的技术效果。
7.为了能更进一步了解本发明为实现预定目的所采取的技术、手段及技术效果，请参阅以下有关本发明的详细说明与附图，相信本发明的目的、特征与特点，当可由此得一深入且具体的了解，然而附图仅提供参考与说明用，并非用来对本发明加以限制。
附图说明
8.图1为本发明具有谐波补偿的滤波电路的电路方框图；
9.图2a为本发明具有谐波补偿的滤波电路在交流电压的负半周的电流路径图；
10.图2b为本发明具有谐波补偿的滤波电路在交流电压的正半周的电流路径图；及
11.图3为本发明交流电压与谐波补偿后的输入电流的波形示意图。
12.其中，附图标记说明如下：
13.100
…
滤波电路
14.cf
…
续流电容
15.10
…
续流开关
16.d1
…
第一二极管
17.d2
…
第二二极管
18.d
…
二极管
19.20
…
电源产生电路
20.22
…
辅助绕组
21.cs
…
稳压电容
22.dc
…
整流开关
23.200
…
桥整电路
24.l
…
火线端
25.n
…
中性线端
26.a
…
正极端
27.b
…
负极端
28.db
…
桥整二极管
29.cin
…
输入电容
30.gnd
…
接地点
31.300
…
电子装置
32.ic
…
控制器
33.vac
…
交流电压
34.vh
…
半波电压
35.vs
…
电压源
36.vaux
…
辅助电压
37.vcf
…
电容电压
38.iin
…
输入电流
39.lnh
…
负半周谐波补偿路径
40.lnr
…
负半周整流路径
41.lph
…
正半周谐波补偿路径
42.lpr
…
正半周整流路径
43.t1～t8
…
时段
44.i～iv
…
波形
具体实施方式
45.兹有关本发明的技术内容及详细说明，配合附图说明如下：
46.请参阅图1为本发明具有谐波补偿的滤波电路的电路方框图。具有谐波补偿的滤波电路100将输入电流iin进行谐波补偿，以降低输入电流iin的谐波失真。桥式整流电路200(后述简称：桥整电路200)由火线端l与地线端n接收交流电压vac，并将交流电压vac整流后，由正极端a与负极端b提供半波电压vh。半波电压vh经过输入电容cin滤波，提供稳定的直流电压vdc对后端耦接的电子装置300供电。桥整电路200包括四个桥整二极管db，每两个桥整二极管db之间的接点分别耦接至交流电压vac的火线端l、中性线端n，以及提供整流后的半波电压的正极端a及负极端b。滤波电路100耦接桥整电路200与输入电容cin，且包括续流电容cf、续流开关10及单向开关d。续流电容cf的一端耦接火线端l，续流电容cf的另一端耦接续流开关10的一端与单向开关d的一端，且续流开关10的另一端耦接正极端a与输入电容cin的一端。单向开关d的另一端耦接电压源vs，电压源vs可通过单向开关d对续流电容cf充电，于本发明的一实施例中，单向开关d例如但不限定为一二极管，举凡能使电压源vs可对续流电容cf充电，且于续流电容cf放电时，能量不会流回电压源vs的元件，皆应包含在本实施例的范围当中，例如利用开关搭配相应控制回路。滤波电路100还可包括电源产生电路20，且电源产生电路20可作为电压源vs的提供者。电源产生电路20的一端耦接单向开关d的另一端，且电源产生电路20的另一端耦接负极端b(即接地点gnd)。
47.具体而言，续流开关10包括串联耦接的第一二极管d1与第二二极管d2，第一二极管d1的阳极耦接续流电容cf的另一端与单向开关d的一端，且第二二极管d2的阴极耦接正极端a与输入电容cin。电源产生电路20包括辅助绕组22与稳压电容cs，且辅助绕组22的一端耦接负极端b。稳压电容cs的一端耦接辅助绕组22的另一端，且稳压电容cs的另一端耦接负极端b。辅助绕组22产生辅助电压vaux，且对稳压电容cs充电，使稳压电容的两端建立电压源vs。
48.进一步而言，辅助绕组22主要耦接于具有变压器(图未示)的电子装置300(通常为电力转换器)，且通过耦合变压器感应辅助电压vaux。辅助电压vaux的输出路径上对地并联一颗稳压电容cs以提供稳定的电压源vs给控制器ic运行所需的电力，使控制器ic能够控制电子装置300的稳定运行。亦即，以电源产生电路20作为供应控制器ic的电力来源(电压源vs)，然于本发明的一实施例中，利用电源产生电路20可提供稳定电压源vs的特性，同时将其所提供的电压源vs供应给滤波电路100作为谐波补偿使用，借此可使滤波电路100实现减少电路元件数量，且无须额外增加一组电源产生电路的技术效果。然而，若实际电路应用的需求，电压源vs也可通过外部的外接电源所提供，或者利用分压电路(图未示)将电子装置300内某个节点的电压做分压等方式获得。
49.其中，电源产生电路20可还包括整流开关dc，整流开关dc的一端耦接辅助绕组22，另一端耦接稳压电容cs。具体而言，由于电子装置300的类型(例如但不限于反驰式转换器、或操作于非连续导通模式的转换器等)或辅助绕组22极性的关系，辅助绕组22所感应到的辅助电压vaux可能包括负电压。但由于控制器ic通常仅能耐受正电压，且滤波电路100也需要正电压的电压源vs才能进行谐波补偿，因此整流开关dc除可提供辅助绕组22做电压转换时的整流用，亦可确保提供正确的电源极性给控制器ic及滤波电路100。
50.请参阅图2a为本发明具有谐波补偿的滤波电路在交流电压的负半周的电流路径图、图2b为本发明具有谐波补偿的滤波电路在交流电压的正半周的电流路径图，复配合参阅图1。于图2a中，滤波电路100在交流电压vac的负半周时，包括两条电流路径。其中之一为
负半周谐波补偿路径lnh，另一路径为负半周整流路径lnr。在交流电压vac的负半周时，仅有2种时机点会产生电流路径。其中之一为交流电压vac大于输入电容cin上的直流电压vdc时，产生负半周整流路径lnr。其路径为交流电压vac、中性线端n、桥整二极管db、正极端a、输入电容cin、负极端b、桥整二极管db、火线端l回到交流电压vac，此路径也为一般交流电压vac经桥整对输入电容cin充电的电流路径。另一条电流路径主要由滤波电路100所提供，其主要是在交流电压vac大于直流电压vdc加上稳压电容cs上的电压(即电压源vs)时所产生的负半周谐波补偿路径lnh。因此，负半周谐波补偿路径lnh为交流电压vac、中性线端n、桥整二极管db、正极端a、输入电容cin、稳压电容cs、单向开关d、续流电容cf回到交流电压vac，此路径为滤波电路100对输入电流iin的负半周进行谐波补偿的电流路径。其中，在负半周谐波补偿路径lnh时，由于续流电容cf上的电容电压vcf(即为续流电容cf两端的跨压)在前半个周期时(正半周产生正半周谐波补偿路径lph时)已被泄放完毕，使得此时的续流电容cf并无存储能量，因此在进行负半周谐波补偿时，电源产生电路20所提供的电压源vs通过单向开关d对续流电容cf充电，使续流电容cf建立电容电压vcf。
51.于图2b中，滤波电路100在交流电压vac的正半周时，也包括两条电流路径。其中之一为正半周谐波补偿路径lph，另一路径为正半周整流路径lpr。在交流电压vac的正半周时，也仅有2种时机点会产生电流路径。其中之一为交流电压vac大于输入电容cin上的直流电压vdc时，产生正半周整流路径lpr。其路径为交流电压vac、火线端l、桥整二极管db、正极端a、输入电容cin、负极端b、桥整二极管db、中性线端n回到交流电压vac，此路径也为一般交流电压vac经桥整对输入电容cin充电的电流路径。另一条电流路径主要由滤波电路100所提供，其主要是在交流电压vac加上续流电容cf上的电容电压vcf(即为续流电容cf两端的跨压)大于直流电压vdc时所产生的正半周谐波补偿路径lph。因此，正半周谐波补偿路径lph为交流电压vac、续流电容cf、续流开关10、输入电容cin、负极端b、桥整二极管db、中性线端n回到交流电压vac，此路径为滤波电路100对输入电流iin的正半周进行谐波补偿的电流路径。其中，由于续流电容cf在前半个周期时(负半周产生负半周谐波补偿路径lnh时)建立电容电压vcf，因此在进行正半周谐波补偿时，存储在续流电容cf中的能量经由续流开关10泄放至输入电容cin。
52.进一步而言，在本发明的一实施例中，由于在某些电子产品中，其产品仅需要符合输入电流iin谐波失真的规范，而不用符合输入电流iin功率因数的规范(例如但不限于，iec6100-3-2class a)。由于此规范仅要求谐波失真率必须小于一定的比例，因此输入电容cin的后端可不需要耦接电路成本较为昂贵的功率因数矫正器(pfc)，仅需使用滤波电路100在交流电压vac的正半周与负半周做出如图3的电流波形i与iii，即可改善谐波失真。而且，其可选择性的仅利用便宜且容易取得的被动电子元件，在完全不使用主动控制的元件及相应的控制技术下，既可实现降低电路成本，且可改善谐波失真的技术效果。
53.请参阅图3为本发明交流电压与谐波补偿后的输入电流的波形示意图，复配合参阅图1～2b，且再参阅图2a、图2b、图3。在时段t1时，交流电压vac处于负半周，此时段输入电容cin存在前半个周期(即交流电压vac为正半周时)电压，故无输入电流iin路径。此时，单向开关d不导通，电源产生电路20仅提供电压源vs维持控制器ic的稳定运行。在时段t2时，续流电容cf并无存储能量(上个周期已泄放完毕)，且输入电容cin与稳压电容cs串联回路上的电压(即直流电压vdc加上电压源vs)低于交流电压vac，因此产生负半周谐波补偿路径
lnh对续流电容cf充电，使续流电容cf建立电容电压vcf。
54.在时段t3时，续流电容cf已建立电容电压vcf，使得负半周谐波补偿路径lnh断路。此时，由于交流电压vac仍大于输入电容cin上的直流电压vdc，因此产生负半周整流路径lnr，使交流电压vac对输入电容cin充电。在时段t4时，由于交流电压vac小于输入电容cin上的直流电压vdc，因此负半周整流路径lnr断路，故无输入电流iin路径。由于在负半周谐波补偿路径lnh时，电压源vs对续流电容cf充电，使得时段t2时产生第一补偿电流的波形i。第一补偿电流的波形i恰巧补偿输入电流iin在负半周整流路径lnr产生前的缺失段(即负半周整流电流波形ii前面缺失的部分)，使经补偿后的输入电流iin的负半周波形(即波形i加波形ii)接近交流电压vac的负半周波形。
55.在时段t4-t5交界处，交流电压vac的电压波形转为正半周，在t5时段，因输入电容cin存在前半个周期(即交流电压vac为负半周时)电压，故无输入电流iin路径。此时，单向开关d不导通，电源产生电路20仅提供电压源vs维持控制器ic的稳定运行。在时段t6时，续流电容cf在前半个周期已建立电容电压vcf，且交流电压vac加上电容电压vcf大于输入电容cin上的直流电压vdc，因此在进行正半周谐波补偿时，存储在续流电容cf中的能量经正半周谐波补偿路径lph对输入电容cin放电至续流电容电压vcf加上交流电压vac小于输入电容cin上的直流电压vdc为止。
56.在时段t7时，因续流电容电压vcf加上交流电压vac小于输入电容cin上的直流电压vdc，使得正半周谐波补偿路径lph断路。此时，由于交流电压vac仍大于输入电容cin上的直流电压vdc，因此产生正半周整流路径lpr使交流电压vac对输入电容cin充电。在时段t8时，由于交流电压vac小于输入电容cin上的直流电压vdc，因此正半周整流路径lpr断路，故无输入电流iin路径。由于在正半周谐波补偿路径lph时，续流电容cf对输入电容cin放电，使得时段t6时产生第二补偿电流的波形iii。第二补偿电流的波形iii恰巧补偿输入电流iin在正半周整流路径lpr产生前的缺失段(即正半周整流电流波形iv前面缺失的部分)，使经补偿后的输入电流iin的正半周波形(即波形iii加波形iv)接近交流电压vac的正半周波形。
57.再参阅图1～图2b，续流开关10以第一二极管d1串联第二二极管d2的原因在于，通常桥整二极管db的顺向导通电压约为1v，且普通的二极管的顺向导通电压约为0.7v。因此若续流开关10仅使用单颗二极管的状况下，在火线端l与正极端a之间的桥整二极管db与续流开关10中的单颗二极管皆顺向导通时，桥整二极管db的跨压会大于续流开关10中的单颗二极管的跨压。所以，在续流电容cf上会产生负电压而导致滤波电路100进行谐波补偿时的不良影响，甚至影响元件寿命。基于上述的原因，本发明的一实施例中，续流开关10使用第一二极管d1串联第二二极管d2可使得两个二极管的跨压增加至约为1.4v而大于桥整二极管db的跨压(1v)。意即，续流开关10的第一导通电压(例如1.4v)会大于火线端l与正极端a之间的桥整二极管db的第二导通电压(例如1v)。借此，可使得续流电容cf不会在桥整二极管db与续流开关10皆顺向导通时产生负电压，进而达到提高滤波电路100进行谐波补偿时的补偿效果的技术效果。值得一提，于本发明的一实施例中，续流开关10并不限定仅能使用第一二极管d1串联第二二极管d2的电路结构。举凡仅要在导通时(例如利用开关及其控制技术)，能确保续流开关10的导通电压能够大于桥整二极管db的导通电压的电路结构及应用，皆应包含在本实施例的范围当中，例如可选用导通电压大于桥整二极管db导通电压的
单颗二极管，或采用多颗二极管串联使其总导通电压大于桥整二极管db导通电压，或在导通时跨压会大于桥整二极管db导通时跨压的任何元件。
58.另一方面，由于稳压电容cs必须要稳定且持续地提供电力供应控制器ic，但续流电容cf仅需在时段t2与t6提供短暂电力以产生相应的电流路径，因此稳压电容cs的电容值必须要大于续流电容cf，且稳压电容cs大多使用电解电容较佳。而续流电容cf则可使用电解电容、陶瓷电容，或者钽质电容即可。此外，续流电容cf的电容值大小会影响到时段t2与t6的电流波形(即波形i与iii)。在续流电容cf的电容值越小时，存储及所能释放的能量越少，使得时段t2与t6所持续的时间较短，且波形i与iii较为陡峭。反之则时间较长，且波形i与iii较为平缓。因此设计者可根据实际需求调整续流电容cf的电容值，以得到滤波电路100在不同期望值的谐波补偿效果。
59.以上所述，仅为本发明优选具体实施例的详细说明与附图，而本发明的特征并不局限于此，并非用以限制本发明，本发明的所有范围应以下述的权利要求为准，凡合于本发明权利要求的精神与其类似变化的实施例，皆应包括于本发明的范围中，任何本领域技术人员在本发明的领域内，可轻易思及的变化或修饰皆可涵盖在以下本公开的权利要求。