用于四线圈磁耦合谐振无线输电的LCC-SSS补偿电路结构的制作方法

用于四线圈磁耦合谐振无线输电的lcc-sss补偿电路结构
技术领域
[0001]
本发明属于无线输电技术领域，涉及一种用于四线圈磁耦合谐振无线输电系统的lcc-sss补偿电路结构。


背景技术：

[0002]
近年来，无线输电技术以其安全、方便等优点在如电力传输、电动汽车、医疗、手机、电脑等非接触输电应用中越来越广泛。无线输电的主要类型有磁感应式(icpt)、磁耦合谐振式(mcr)、电容功率传输(cpt)等，其中中小功率和中距离输电时磁耦合谐振式无线输电(mcr-wpt)具有一定的优势。常用的mcr-wpt系统结构主要包括两线圈、三线圈、四线圈及多线圈等，由于四线圈中附加耦合系数在传递距离的扩展上引入了额外的自由度，使得其传输距离比两线圈系统更远。
[0003]
四线圈mcr-wpt系统在工作时，其线圈需要满足谐振的工作状态才可以实现对电能的有效传输。为此，四线圈mcr-wpt系统的负载端和发射端需要设置匹配网络来实现阻抗匹配。目前，四线圈mcr-wpt系统常采用串联-串联-串联-串联(ssss)补偿网络，即线圈的电感和补偿电容串联连接。但ssss补偿网络中输入串联电阻需要与负载电阻匹配，一般设置输入串联电阻和负载电阻大小相等。此时系统的输入电流较小，使得输出电压最大增益为-14db，即负载电阻上的电压较小，传输功率和传输效率较低。同时，对于ssss补偿网络，当取消输入串联电阻时系统的输出电压增益较大。虽然减小输入电阻阻值可以显著提高系统的传输效率，但取消该电阻会造成系统失谐时输入电流激增，使得系统无法正常工作。这严重影响了控制系统的稳定性与电路系统的安全性。针对ssss补偿网络输入串联电阻会影响四线圈mcr-wpt系统整体传输效率的问题，本发明提出了一种用于四线圈磁耦合谐振无线输电系统的lcc-sss补偿电路结构，克服了原有ssss补偿网络存在的问题。


技术实现要素：

[0004]
本发明的目的是设计一种用于四线圈mcr-wpt系统的lcc-sss补偿电路结构，针对ssss补偿网络中存在输入串联电阻使得系统传输效率较低的问题，本发明用于四线圈mcr-wpt系统的lcc-sss补偿电路结构在不影响系统稳定性与安全性的前提下取消了输入串联电阻，通过系统的传输效率和输出功率曲线确定了电感系数，同时给出了lcc-sss谐振电路的补偿电感和补偿电容的选取方法。通过lcc-sss的补偿网络有效提高了四线圈mcr-wpt系统的传输效率与最大输出功率。
[0005]
本发明所采用的技术方案是，用于四线圈磁耦合谐振无线输电系统的lcc-sss补偿电路结构，包括四线圈mcr-wpt系统，四线圈mcr-wpt系统由发射驱动线圈、发射中继线圈、接收中继线圈以及接收负载线圈四个线圈依次排列构成，所述发射驱动线圈通过lcc谐振电路连接有逆变器，所述接收负载线圈连接有负载。
[0006]
发射驱动线圈和接收负载线圈是由导线绕成的单匝线圈，单匝线圈与电路设置的补偿电容产生谐振。
[0007]
发射中继线圈和接收中继线圈是多匝螺旋线圈，中继线圈在工作时其本身的电感、寄生电容和线圈电阻发生串联谐振，所有线圈的谐振频率ω
0
均相同。
[0008]
lcc谐振电路设置在逆变器和发射驱动线圈之间，lcc谐振电路包括补偿电感l
0
，补偿电感l
0
的输入端接到逆变器的输出，输出端连接补偿电容c
1
的一端，补偿电容c
1
的另一端接发射驱动线圈；补偿电感l
0
和补偿电容c
1
的连接点连接有补偿电容c
0
的一端，补偿电容c
0
的另一端接到系统地。
[0009]
实现谐振频率ω
0
相同的方法为：
[0010]
根据等效电路模型和基尔霍夫电压、电流定律，可以写出线圈补偿网络之间的传输关系为式(1)所示。其中ω为系统工作的角频率。
[0011][0012]
其中z
1
、z
2
、z
3
和z
4
分别为四个线圈的等效阻抗。
[0013][0014]
根据式(1)、(2)，进一步得到输入侧u
ab
和输出侧u
o
的传递函数g，如式(3)所示。
[0015][0016]
其中r
eq4
、r
eq3
、r
eq2
、r
eq1
分别为从系统输出侧每一级线圈看进去的等效电阻。
[0017][0018][0019]
定义α为l
0
与l
1
之间的电感系数，其中0<α<1。
[0020]
l
0
＝αl
1
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(6)
[0021]
由于原边受控源jωm
12
i
2
相当于一个纯电阻r
eq2
，发射驱动线圈原边的lcc-sss补偿电路结构为纯阻性的二阶谐振电路。由纯阻性的二阶谐振电路分析可知，为了实现系统零相位角输入，原边补偿电感l
0
与其对应的补偿电容c
0
应满足如式(7)。
[0022][0023]
补偿电容c
0
应根据式(6)和式(7)进行设计，则c
0
应满足式(8)。
[0024][0025]
实现所述谐振频率ω
0
相同的参数选取方法具体按照如下步骤实施：
[0026]
步骤1，确定线圈的谐振电容c
1
、c
2
、c
3
及c
4
的选取；
[0027]
为了使谐振系统正常工作，且线圈的寄生电容需要对线圈的形状、大小及线间距等进行调节。通常线圈的等效电感l
1
、l
2
、l
3
、l
4
与固有谐振频率ω
0
已知，根据式(9)设计c
1
、c
2
、c
3
及c
4
，使系统满足谐振条件。
[0028][0029]
步骤2，通过系统的传输效率和输出功率得到系统的传输特性曲线，
[0030]
根据式(1)～(9)可以整理得到lcc-sss系统的传递效率η和系统输出功率p
out
关于α的表达形式如式(10)和式(12)所示，通过传输效率和输出功率公式绘制传输特性曲线。
[0031]
系统的传输效率η为：
[0032][0033]
其中：
[0034][0035]
系统的输出功率p
out
为：
[0036][0037]
其中g
lcc_sss
为mcr-wpt系统在lcc-sss补偿网络时的传递函数：
[0038]
[0039]
步骤3，通过传输特性曲线对电感系数α进行选取；
[0040]
在电感系数α选择不同值时耦合系数k
23
变化导致系统输出功率和传输效率变化，通过输出功率可以看出当α越小时，输出功率的最大值越大；系统的输出功率在一个固定的耦合系数k
23
达到最大值，最大功率处对应的传输距离不随α变化；当α越小时，系统整体的传输效率越小。另外当α越小时，系统取得最大传输效率处的耦合系数k
23
越小，从输出功率来看希望α越小越好，从传输效率和传输距离来看更希望α越大越好；对输出功率和传输效率之间进行折衷后选择α＝0.5作为最终最佳电感系数；
[0041]
步骤4，确定lcc-sss谐振电路的补偿电感l
0
；
[0042]
由于根据式(6)定义了α为l
0
与l
1
之间的电感系数，在确定电感系数α＝0.5后lcc-sss谐振电路的补偿电感l
0
应满足式(14)。
[0043]
l
0
＝0.5
·
l
1
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(14)
[0044]
步骤5，确定lcc-sss谐振电路的补偿电容c
0
，；
[0045]
根据式(8)中补偿电容c
0
的选取条件，在确定电感系数α＝0.5后lcc-sss谐振电路的补偿电容c
0
应满足式(15)。
[0046]
c
0
＝c
1
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(15)
[0047]
最终得到四线圈磁耦合谐振无线输电系统的lcc-sss补偿电路结构的元件参数选取方法。
[0048]
本发明的有益效果是：采用lcc-sss谐振补偿电路，在不影响系统稳定性与安全性的前提下取消了输入串联电阻，解决了四线圈mcr-wpt系统在ssss补偿网络下存在输入串联电阻导致系统传输效率较低的问题。由于输入串联电阻的存在，具有ssss补偿网络的四线圈mcr-wpt系统的最大传输效率不超过80％，而具有lcc-sss谐振补偿电路的四线圈mcr-wpt系统可以达到95％，有效提高了系统的传输效率。而且系统的传输效率不再像ssss补偿网络那样随距离增大而减小，而是表现为距离变化对传输效率和输出功率影响较小。另外在不同传输距离时通过改变电感系数，使得原边补偿电感和补偿电容可根据传输效率和输出功率的实际需求进行调节。
附图说明
[0049]
图1是本发明所述四线圈mcr-wpt系统的结构图；
[0050]
图2是本发明所述四线圈mcr-wpt系统在lcc-sss补偿电路结构下的电路等效模型图；
[0051]
图3为本发明所述四线圈mcr-wpt系统在电感系数不同时输出功率和传输效率随耦合系数k
23
变化曲线图。
[0052]
符号定义如下：u
s
为逆变器输出电压有效值；r
s
为ssss补偿网络的补偿输入串联电阻；r
l
为系统的负载电阻；u
ab
为输入补偿电阻r
s
之后发射线圈上的电压；u
o
为负载电阻r
l
上的输出电压；l
1
、l
2
、l
3
和l
4
分别为四个线圈的等效电感；l
0
为lcc-sss补偿网络的补偿电感；c
0
为lcc-sss谐振补偿电路的补偿电容；α为l
0
与l
1
之间的电感系数；c
1
、c
4
分别为发射驱动线圈和接收负载线圈的补偿电容；c
2
、c
3
为中继线圈寄生电容；i
1
、i
2
、i
3
和i
4
分别为流过四个线圈上的电流；i
0
为lcc-sss谐振补偿电路的输入电流；r
1
、r
2
、r
3
和r
4
分别为四个线圈上的等效电阻；z
1
、z
2
、z
3
、z
4
分别为四个线圈的等效阻抗；k
12
为发射驱动线圈和发射中继线圈之间的
耦合系数；k
13
为发射驱动线圈和接收中继线圈之间的耦合系数；k
14
为发射驱动线圈和接收负载线圈之间的耦合系数；k
23
为发射中继线圈和接收中继线圈之间的耦合系数；k
24
为发射中继线圈和接收负载线圈之间的耦合系数；k
34
为接收中继线圈和接收负载线圈之间的耦合系数；m
12
为发射驱动线圈和发射中继线圈之间的耦合电感；m
23
为发射中继线圈和接收中继线圈之间的耦合电感；m
34
为接收中继线圈和接收负载线圈之间的耦合电感；r
eq4
、r
eq3
、r
eq2
、r
eq1
分别为从系统输出侧对每一级线圈的等效电阻；ω
0
为固有谐振频率；ω为系统工作频率；g
lcc-sss
为四线圈磁耦合谐振式无线电能传输的电感-电容-电容-串联-串联-串联(lcc-sss)补偿网络的系统传递函数；p
out
为lcc-sss补偿网络时输出负载上的功率；η为lcc-sss补偿网络时无线输电系统传输效率。
具体实施方式
[0053]
下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。
[0054]
图1是本发明所述四线圈mcr-wpt系统的结构图。所述四线圈mcr-wpt系统由四个线圈构成，依次分别是发射驱动线圈、发射中继线圈、接收中继线圈以及接收负载线圈，工作时线圈与电容谐振，线圈间两两耦合。其中发射驱动线圈和接收负载线圈是由导线绕成的单匝线圈，单匝线圈与电路设置的补偿电容产生谐振；而发射中继线圈和接收中继线圈是多匝螺旋线圈，中继线圈具有较高的品质因数。线间存在寄生电容，高频感应时线圈电感与寄生电容谐振，线圈的谐振频率由线圈的本身结构决定，中继线圈在工作时其本身的电感、寄生电容和线圈电阻发生串联谐振，且需要保证所有线圈的谐振频率ω
0
均相同。lcc-sss谐振补偿电路作用在逆变器和发射驱动线圈之间，其中补偿电感l
0
的输入端接到逆变器的输出，另一端接到补偿电容c
1
一端上，补偿电容c
1
的另一端接到发射驱动线圈上。补偿电容c
0
的一端接到l
0
和c
1
的连接点，补偿电容c
0
的另一端接到系统地。
[0055]
图2为本发明所述四线圈mcr-wpt系统在lcc-sss补偿网络下的等效电路模型。等效电路是每个线圈均为串联的等效模型，即l
1
、c
1
、r
1
串联谐振，l
2
、c
2
、r
2
串联谐振，l
3
、c
3
、r
3
串联谐振，l
4
、c
4
、r
4
串联谐振。流过每个线圈的电流分别为i
1
、i
2
、i
3
和i
4
。而谐振时两两线圈之间的耦合系数分别为k
12
、k
23
、k
34
、k
13
、k
24
、k
14
等，但由于线圈之间一般间距设置较大，所以线圈之间的耦合系数会很小，在分析时为了降低简化模型的难度，一般不考虑k
13
、k
24
和k
14
对系统的影响，只考虑两两线圈之间的耦合系数k
12
、k
23
和k
34
，因此只考虑m
12
、m
23
和m
34
耦合电感。系统通过三个耦合电感相互传递能量，建立四线圈无线输电等效电路模型。lcc谐振电路由l
0
、c
0
与l
1
、c
1
共同构成谐振腔，r
0
为lcc谐振电路寄生电阻，u
s
的输出电流i
0
经由lcc谐振电路对发射线圈进行阻抗匹配。
[0056]
根据等效电路模型和基尔霍夫电压、电流定律，可以写出线圈补偿网络之间的传输关系为式(1)所示。其中ω为系统工作的角频率。
[0057][0058]
其中z
1
、z
2
、z
3
和z
4
分别为四个线圈的等效阻抗。
[0059][0060]
根据式(1)、(2)，进一步得到输入侧u
ab
和输出侧u
o
的传递函数g，如式(3)所示。
[0061][0062]
其中r
eq4
、r
eq3
、r
eq2
、r
eq1
分别为从系统输出侧每一级线圈看进去的等效电阻。
[0063][0064][0065]
定义α为l
0
与l
1
之间的电感系数，其中0<α<1。
[0066]
l
0
＝αl
1
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(6)
[0067]
由于原边受控源jωm
12
i
2
相当于一个纯电阻r
eq2
，发射驱动线圈原边的lcc-sss补偿电路结构为纯阻性的二阶谐振电路。由纯阻性的二阶谐振电路分析可知，为了实现系统零相位角输入，原边补偿电感l
0
与其对应的补偿电容c
0
应满足如式(7)。
[0068][0069]
补偿电容c
0
应根据式(6)和式(7)进行设计，则c
0
应满足式(8)。
[0070][0071]
图3为本发明所述四线圈mcr-wpt系统在电感系数不同时输出功率和传输效率随耦合系数k
23
变化曲线。通过曲线图选取电感系数α，从而确定lcc-sss补偿电路结构补偿电感l
0
和和补偿电容c
0
的最终参数。
[0072]
具体应按照如下步骤实施：
[0073]
步骤1，确定线圈的谐振电容c
1
、c
2
、c
3
及c
4
的选取，具体为：为了使谐振系统正常工作，且线圈的寄生电容需要对线圈的形状、大小及线间距等进行调节。通常线圈的等效电感
l
1
、l
2
、l
3
、l
4
与固有谐振频率ω
0
已知，根据式(9)设计c
1
、c
2
、c
3
及c
4
，使系统满足谐振条件。
[0074][0075]
步骤2，通过系统的传输效率和输出功率得到系统的传输特性曲线，具体为：根据式(1)～(9)可以整理得到lcc-sss系统的传递效率η和系统输出功率p
out
关于α的表达形式如式(10)和式(12)所示，通过传输效率和输出功率公式绘制传输特性曲线。
[0076]
系统的传输效率η为：
[0077][0078]
其中：
[0079][0080]
系统的输出功率p
out
为：
[0081][0082]
其中g
lcc_sss
为mcr-wpt系统在lcc-sss补偿网络时的传递函数：
[0083][0084]
步骤3，通过传输特性曲线对电感系数α进行选取，具体为：在电感系数α选择不同值时耦合系数k
23
变化导致系统输出功率和传输效率变化的曲线如图3所示。图3(a)为α选择不同值时k
23
变化导致系统输出功率变化的曲线。通过输出功率可以看出当α越小时，输出功率的最大值越大。系统的输出功率在一个固定的耦合系数k
23
达到最大值，最大功率处对应的传输距离不随α变化。图3(b)为α选择不同值时k
23
变化导致系统传输效率变化的曲线。当α越小时，系统整体的传输效率越小。这是由于α越小时，输入侧的电流也越大，此时由于各个线圈上的内阻和寄生参数上损失的能量越大，所以系统的传输效率越小。另外当α越小时，系统取得最大传输效率处的k
23
越小，这说明系统可以在更远的传输距离下实现高效率的能量传输。
[0085]
对于四线圈mcr-wpt系统采用lcc-sss补偿网络，从输出功率来看希望α越小越好，从传输效率和传输距离来看更希望α越大越好。为了平衡输出功率、传输效率以及传输距离的矛盾，需要对输出功率和传输效率之间进行折衷，本发明选择α＝0.5作为最终最佳电感
系数。
[0086]
步骤4，确定lcc-sss谐振电路的补偿电感l
0
，具体为：由于根据式(6)定义了α为l
0
与l
1
之间的电感系数，在确定电感系数α＝0.5后lcc-sss谐振电路的补偿电感l
0
应满足式(14)。
[0087]
l
0
＝0.5
·
l
1
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(14)
[0088]
步骤5，确定lcc-sss谐振电路的补偿电容c
0
，具体为：根据式(8)中补偿电容c
0
的选取条件，在确定电感系数α＝0.5后lcc-sss谐振电路的补偿电容c
0
应满足式(15)。
[0089]
c
0
＝c
1
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(15)
[0090]
本发明通过步骤1～5最终得到四线圈磁耦合谐振无线输电系统的lcc-sss补偿电路结构的元件参数选取方法。