一种交流侧分裂对称解耦单相逆变器的制作方法

[0001]
本发明涉及单相逆变器结构设计领域，特别是涉及一种交流侧分裂对称解耦单相逆变器。


背景技术：

[0002]
单相逆变器在住宅和工业电源中有着及其广泛的应用，然而直流侧与交流侧进行功率转换的过程会在直流侧引入二倍频脉动，影响直流侧电源效率。对此，许多功率解耦技术被提出，一种简单的缓冲二倍频功率的方法是在直流侧并联大电解电容，然而大电解电容寿命较短，会影响单相逆变器的使用年限。为了缓冲系统中二倍频功率，许多学者提出有源解耦的方法。有提出在直流侧并联功率解耦电路，在文献《anactive low-frequency ripple controlmethod basedonthevirtual capacitorconcept forbipv systems》提出虚拟电容概念，在控制策略中引入电流积分代替单元反馈，迅速补偿系统中的二次纹波。也有提出在交流侧进行解耦，在文献《一种基于buck/boost电路的新型微逆变器功率解耦电路》提出交流侧并联功率解耦电路，并构造解耦拓扑四种模式的运行状态从而补偿二倍频功率。还有方案利用算法和中间母线电容，在两级式逆变器直流环节解耦。
[0003]
上述方案均能达到抑制二次纹波的效果，但需要附加的开关器件构造功率解耦电路，整个系统成本和损耗增加，且达不到完全解耦的效果。


技术实现要素：

[0004]
本发明的目的是提供一种交流侧分裂对称解耦单相逆变器，能够降低成本和损耗增加，达到完全解耦的效果。
[0005]
为实现上述目的，本发明提供了如下方案：
[0006]
一种交流侧分裂对称解耦单相逆变器，所述交流侧分裂对称解耦单相逆变器包括h桥逆变器，所述h桥逆变器包括对称的上半桥结构和下半桥结构，所述上半桥结构包括并联的上半桥第一单元和上半桥第二单元，所述上半桥第一单元包括并联的绝缘栅双极型晶体管g1、二极管d1和电容c3，所述上半桥第二单元包括并联的绝缘栅双极型晶体管g3、二极管d3和电容c4；所述下半桥结构包括并联的下半桥第一单元和下半桥第二单元，所述下半桥第一单元包括并联的绝缘栅双极型晶体管g2、二极管d2和电容c1，所述下半桥第二单元包括并联的绝缘栅双极型晶体管g4、二极管d4和电容c2，所述上半桥第一单元和所述下半桥第一单元之间设有电感l1，所述上半桥第二单元和所述下半桥第二单元之间设有电感l2。
[0007]
可选地，所述绝缘栅双极型晶体管g1的集电极和发射集之间并联所述二极管d1，所述绝缘栅双极型晶体管g2的集电极和发射集之间并联所述二极管d2，所述绝缘栅双极型晶体管g3的集电极和发射集之间并联所述二极管d3，所述绝缘栅双极型晶体管g4的集电极和发射集之间并联所述二极管d4。
[0008]
可选地，所述绝缘栅双极型晶体管g1的集电极、所述二极管d1的负极和所述电容
c3的正极接电源的正极端，所述绝缘栅双极型晶体管g3的集电极、所述二极管d3的负极和所述电容c4的正极接电源的正极端；所述绝缘栅双极型晶体管g2的发射极、所述二极管d2的正极和所述电容c1的负极接电源的负极端，所述绝缘栅双极型晶体管g4的发射极、所述二极管d4的正极和所述电容c2的负极接电源的负极端。
[0009]
可选地，所述电感l1和所述电感l2为交流侧滤波电感。
[0010]
可选地，所述电容c1、所述电容c2、所述电容c3和所述电容c4为交流侧原有对称分裂滤波电容，所述电容c1、所述电容c2、所述电容c3和所述电容c4用于缓冲系统二倍频功率。
[0011]
可选地，还包括电阻，所述电阻位于所述上半桥第一单元、所述上半桥第二单元、所述下半桥第一单元和所述下半桥第二单元之间。
[0012]
根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：
[0013]
本发明仅利用交流侧原有滤波分裂电容，无需额外的开关器件，即可起到补偿二倍频功率的效果，从而达到去电解电容化的目的，而且能做到完全解耦。本发明能够省略直流侧原有支撑电容，仅在交流侧即可完成解耦过程，缩短了二倍频功率缓冲回路，且整个拓扑结构简洁，算法控制简单。
附图说明
[0014]
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0015]
图1为交流侧分裂对称解耦单相逆变器电路示意图；
[0016]
图2为交流侧分裂对称解耦单相逆变器控制系统示意图；
[0017]
图3为解耦前电容c1和c2电压波形示意图；
[0018]
图4为解耦前电容c3和c4电压波形示意图；
[0019]
图5为解耦前直流侧电流波形示意图；
[0020]
图6为解耦后电容c1和c2电压波形示意图；
[0021]
图7为解耦后电容c3和c4电压波形示意图；
[0022]
图8为解耦后直流侧电流波形示意图。
具体实施方式
[0023]
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0024]
本发明的目的是提供一种交流侧分裂对称解耦单相逆变器，能够降低成本和损耗增加，达到完全解耦的效果。
[0025]
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
[0026]
图1为交流侧分裂对称解耦单相逆变器电路示意图。如图1所示，所述交流侧分裂对称解耦单相逆变器包括h桥逆变器，所述h桥逆变器包括对称的上半桥结构和下半桥结构，所述上半桥结构包括并联的上半桥第一单元和上半桥第二单元，所述上半桥第一单元包括并联的绝缘栅双极型晶体管g1、二极管d1和电容c3，所述上半桥第二单元包括并联的绝缘栅双极型晶体管g3、二极管d3和电容c4；所述下半桥结构包括并联的下半桥第一单元和下半桥第二单元，所述下半桥第一单元包括并联的绝缘栅双极型晶体管g2、二极管d2和电容c1，所述下半桥第二单元包括并联的绝缘栅双极型晶体管g4、二极管d4和电容c2，所述上半桥第一单元和所述下半桥第一单元之间设有电感l1，所述上半桥第二单元和所述下半桥第二单元之间设有电感l2。
[0027]
所述绝缘栅双极型晶体管g1的集电极和发射集之间并联所述二极管d1，所述所述绝缘栅双极型晶体管g2的集电极和发射集之间并联所述二极管d2，所述绝缘栅双极型晶体管g3的集电极和发射集之间并联所述二极管d3，所述绝缘栅双极型晶体管g4的集电极和发射集之间并联所述二极管d4。
[0028]
所述绝缘栅双极型晶体管g1的集电极、所述二极管d1的负极和所述电容c3的正极接电源的正极端，所述绝缘栅双极型晶体管g3的集电极、所述二极管d3的负极和所述电容c4的正极接电源的正极端；所述绝缘栅双极型晶体管g2的发射极、所述二极管d2的正极和所述电容c1的负极接电源的负极端，所述绝缘栅双极型晶体管g4的发射极、所述二极管d4的正极和所述电容c2的负极接电源的负极端。
[0029]
所述电感l1和所述电感l2为交流侧滤波电感。所述电容c1、所述电容c2、所述电容c3和所述电容c4为交流侧原有对称分裂滤波电容，所述电容c1、所述电容c2、所述电容c3和所述电容c4用于缓冲系统二倍频功率。通过控制解耦电容中基频共模分量，精准补偿系统二倍频功率。
[0030]
所述交流侧分裂对称解耦单相逆变器还包括电阻，所述电阻位于所述上半桥第一单元、所述上半桥第二单元、所述下半桥第一单元和所述下半桥第二单元之间。
[0031]
如图1所示主电路为单相h桥逆变器，假设输出电压和输出电流为交流侧输出功率为：
[0032]
v0＝v0sinωt
ꢀꢀ
(1)
[0033]
i0＝i0sinωt
ꢀꢀ
(2)
[0034]
交流侧输出功率为：
[0035][0036]
从式(3)可以看出交流输出侧存在二倍频功率，倘若不进行解耦控制，会在直流侧出现二次纹波脉动，现对交流侧两组对称分裂滤波电容注入共模电压，从而补偿系统二倍频功率，达到去电解电容化的目的，同时保证输出电压不变。
[0037]
在未注入共模电压时，电容c1、c2、c3、c4电压分别为：
[0038][0039]
[0040][0041][0042]
式(4)-(7)中v
dc
为直流侧输入电压。
[0043]
当注入共模电压v
con
后，电容电压为：
[0044][0045][0046][0047][0048]
式子(8)-(11)中共模电压形式为：
[0049]
v
con
＝asin(ωt+β)
ꢀꢀ
(12)
[0050]
根据式(8)-(11)上电压可得两组分裂解耦电容上的无功功率之和为：
[0051][0052]
式(13)中p
c1
为电容c1上无功功率，p
c2
为电容c2上无功功率，p
c3
为电容c3上无功功率，p
c4
为电容c4上无功功率。
[0053]
结合交流输出侧二倍频功率情况，如式(3)所示，为使得整个系统二倍频瞬时功率为0，因此需要解耦电容上无功功率正好补偿交流侧输出的无功功率，满足的关系式如下所示：
[0054][0055]
通过改变共模电压初始相位和幅值可以达到完全解耦的效果，其中：
[0056][0057][0058]
由于直流电源侧与电容c1电压和电容c3电压满足kvl关系，在忽略电感电压的情况下，电容电压和直流输入电压满足关系如下：
[0059]
v
dc
＝v
c1
+v
c3
＝v
c2
+v
c4
ꢀꢀ
(17)
[0060]
因此左侧电容组只需控制解耦电容c1电压或者c3电压之一即可，同理控制解耦电容c2电压或者c4电压之一即可，此处选择电容c1和c2的电压为控制对象，利用经典的电压电流双环控制，外环为解耦电容电压，内环为解耦电感电流，整个控制框图如图2所。
[0061]
图2中v
c1ref
电压形式可根据式(8)，(15)-(16)求得，将采样解耦电容c1电压与v
c1ref
作差得到误差信号，将误差信号通过电压控制器gv1(s)得到电感电流参考值，之后将电感电流参考值与电感电流采样值作差得到电流误差信号，并将误差信号通过电流控制器gil得到占空比信号，图2中d1对应图1的开关管g1占空比信号，d2对应g2占空比信号。
[0062]
同理控制框图下半部分产生的占空比信号d3和d4分别对应图1中的g3和g4，v
c2ref
可通过式(9)，(15)-(16)求得，将采样电容c2电压与v
c2ref
做差得到误差信号，通过电压控制器gv2(s)得到电感l2电流参考值，后采样电感l2电流值与i
l2ref
做差得到误差信号，将误差信号通过电流控制器gi2(s)得到图1右桥臂调制波，并与三角载波比较得到占空比信号。
[0063]
在仿真软件matlab上进行仿真验证，直流侧电压输入为450v，解耦电容参数设置为60uf，解耦电感设置为1mh，负载为200欧姆，额定功率为115w。
[0064]
如下图3和图4为解耦前电容电压以及输出电压波形，解耦电容电压存在225v直流偏置，电压脉动为107.5v，电容电压最大值为332.5v，最小值为117.5v，如公式(1)-(4)所示，且同一组解耦电容电压c1和c2，c3与c4相位相差180度。输出电压为幅值215v的正弦波，图5为解耦前直流侧电流波形，可以看出该波形频率为100hz，直流侧电流最大值为1.16a，最小值为-0.55a。
[0065]
图6和图7为解耦后电容电压以及输出电压波形，可以看到输出电压解耦前后一致，解耦过程并未改变输出电压，解耦电容电压由于共模电压的注入，幅值比未解耦前增加，此时解耦电容c1的电压最大值为388v，最小值为61v，解耦电容c2的电压最大值为369v，最小值为80v，解耦电容c3电压最大值为388v，最小值为62v，解耦电容c4最大值为370v，最小值为81v。解耦后直流侧电流二次纹波达到完全解耦，此时仅剩直流偏置量0.35a。图8为解耦后直流侧电流波形示意图。
[0066]
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。
[0067]
本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的装置及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。