一种共直流母线级联h桥光伏并网逆变器的控制方法
技术领域：
：1.本发明属于电气工程领域的光伏发电技术，具体涉及一种共直流母线级联h桥光伏并网逆变器的控制方法。
背景技术：
：：2.比起小功率光伏发电系统，大规模光伏发电系统更加具有商业吸引力，因为它们能够进一步降低系统每瓦的发电成本，这一趋势要求光伏发电系统在公共耦合点具备更高的电压和功率等级。因此，基于级联h桥变换器的三相光伏并网逆变器因优异的性能吸引了众多学者的关注。其模块化的结构易于扩展，使用市场上主流且常见的低压开关器件就能使逆变器输出较高的电压和功率，无需使用工频变压器就可以连接到中压甚至高压电网。此外，交流侧输出的多电平阶梯波允许变换器以较低开关的频率工作，有助于提高转换效率。3.在所有基于级联h桥拓扑的高压大功率光伏并网逆变器中，有两种拓扑研究的较多：一种是独立直流母线拓扑结构，另一种是公共直流母线拓扑结构。独立直流母线拓扑结构指的是所有模块的输入端都各自连接一个光伏阵列，而公共直流母线拓扑结构指的是三相所有模块的输入端并联在一起形成一个公共直流母线，然后在公共直流母线上连接光伏阵列。然而，对于独立直流母线拓扑结构，每个模块都独自连接一个光伏阵列，由于所有光伏阵列的输出功率不可能完全一致，会导致相内功率不平衡和相间功率不平衡问题。相内功率不平衡会使输出功率较大的模块过调制，相间功率不平衡会导致三相逆变器的输出电流不平衡。虽然公共直流母线拓扑结构不存在相内和相间功率不平衡问题，但是该拓扑结构仅能实现一路最大功率点追踪控制，会降低系统的发电量。为了实现多路的最大功率点追踪控制，需要在公共直流母线上连接多个boost变换器，但这会降低系统的整体效率。考虑到独立直流母线拓扑结构与现有的公共直流母线拓扑结构存在的问题，文献“xingzhang，mingdawang，taozhao，wangmao，yuhuahu，renxiancao.topologicalcomparisonandanalysisofmedium‑voltageandhigh‑powerdirect‑linkedpvinverter[j].cestransactionsonelectricalmachinesandsystems，2019，3(4)：327‑334.(xingzhang，mingdawang，taozhao，wangmao，yuhuahu，renxiancao，中压大功率直挂式光伏并网逆变器的拓扑比较与分析，ces电机与系统学报，2019年第3卷4期，第327页到334页)”介绍了另外一种公共直流母线级联h桥光伏并网逆变器，具体而言，a相的第一个模块与b相和c相的第一个模块的输入端口并联形成公共直流母线，a相的第二个模块与b相和c相的第二个模块的输入端口并联形成公共直流母线，以此类推，直至a相的第n模块与b相和c相的第n个模块的输入端口并联形成公共直流母线(n为三相变换器中每一相所包含的模块数目)，每个公共直流母线上再连接光伏阵列。若采用合适的控制策略，该拓扑结构不存在相间功率不平衡问题，同时能够实现n路最大功率追踪控制，因此综合性能相对较优。[0004]尽管所述的公共直流母线级联h桥光伏并网逆变器不存在相间功率不平衡问题，但它仍存在相内模块之间的功率不平衡问题。然而，文献“xingzhang，mingdawang，taozhao，wangmao，yuhuahu，renxiancao.topologicalcomparisonandanalysisofmedium‑voltageandhigh‑powerdirect‑linkedpvinverter[j].cestransactionsonelectricalmachinesandsystems，2019，3(4)：327‑334.(xingzhang，mingdawang，taozhao，wangmao，yuhuahu，renxiancao，中压大功率直挂式光伏并网逆变器的拓扑比较与分析，ces电机与系统学报，2019年第3卷4期，第327页到334页)”并未对该拓扑结构的相内模块间功率不平衡问题进行详细的分析，也没有提出相关的控制策略解决这一问题。技术实现要素：[0005]本发明要解决的技术问题就是克服上述方案的局限性，提出一种共直流母线级联h桥光伏并网逆变器的控制方法，不但能够实现多路最大功率点追踪控制，而且在光伏阵列输出功率不平衡时系统依然能够正常运行。[0006]为了实现以上目的，本发明所采用的技术方案为：一种共直流母线级联h桥光伏并网逆变器的控制方法，应用该控制方法的级联h桥光伏并网逆变器是三相光伏并网逆变器，由a相、b相和c相组成；其中，a相、b相和c相各自包含n个模块，n为大于1的正整数，且a相、b相和c相中的所有模块的结构完全相同；a相、b相和c相中的所有模块都是由一个三电平全桥llc变换器串联一个h桥变换器组成；a相、b相和c相中各自设置且彼此对应的第i个模块的输入端口并联在一起形成一条公共直流母线，i＝1，2，...，n，对于每相均包含n个模块的级联h桥光伏并网逆变器，总共形成n条公共直流母线，每条公共直流母线均并联一个光伏阵列；a相、b相和c相中所有模块的交流输出端互相串联，形成三个模块串，这三个模块串的一端连接在一起形成一个公共点，另一端均分别通过滤波电感连接到三相星型连接的电网；[0007]所述的控制方法包括n条公共直流母线的电压控制、电网电流控制、h桥变换器调制波的分配、以及三电平全桥llc变换器输出电压控制，步骤如下：[0008]步骤1，n条公共直流母线的电压控制[0009]步骤1.1，分别对n条公共直流母线的电压以及每条公共直流母线上并联的光伏阵列的输出电流进行采样，得到n条公共直流母线的电压采样值vdi和对应的n个光伏阵列的输出电流采样值idi，i＝1，2，…，n；[0010]步骤1.2，根据步骤1.1得到的n条公共直流母线的电压采样值vdi和n个光伏阵列的输出电流采样值idi，分别对n个光伏阵列进行最大功率点追踪控制，得到n个光伏阵列的最大功率点电压[0011]步骤1.3，使用二阶带阻滤波器对步骤1.1得到的n条公共直流母线的电压采样值vdi进行滤波，得到滤波后的n条公共直流母线的电压采样值vdi_a，其计算式为：[0012][0013]其中，s为拉普拉斯算子，q为滤波器的品质因数，ω0为滤波器的固有角频率；[0014]步骤1.4，将步骤1.2得到的n个光伏阵列的最大功率点电压作为n条公共直流母线电压的参考值，使用n个相同的电压调节器分别对滤波后的n条公共直流母线的电压采样值vdi_a进行控制，n个电压调节器的输出分别为n个参考电流信号ici，其计算式为：[0015][0016]其中，kvp为电压调节器的比例系数，kvi为电压调节器的积分系数；[0017]步骤1.5，将滤波后的n条公共直流母线的电压采样值vdi_a和步骤1.4得到的n个参考电流信号ici相乘，得到n个模块输出的有功功率pmi，其计算式为：[0018]pmi＝vdi_aici，i＝1，2，...，n[0019]步骤1.6，根据步骤1.5计算得到的n个模块输出的有功功率pmi，计算得到三相级联h桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧传输的总的有功功率并记为总有功功率pmt，其计算式为：[0020][0021]步骤2，电网电流控制[0022]步骤2.1，分别对三相电网电压和三相电网电流进行采样，得到三相电网电压的采样值vga，vgb，vgc和三相电网电流的采样值iga，igb，igc；[0023]步骤2.2，使用数字锁相环对步骤2.1得到的三相电网电压的采样值vga，vgb，vgc进行锁相，得到电网电压的相位角ωt、角频率ω以及电网相电压的幅值vg；通过同步旋转坐标变换将步骤2.1中的三相电网电压的采样值vga，vgb，vgc转换成旋转坐标系下的电网电压有功分量ed和电网电压无功分量eq；通过同步旋转坐标变换将步骤2.1中得到的三相电网电流的采样值iga，igb，igc转换成旋转坐标系下的电网电流有功分量id和电网电流无功分量iq；[0024]电网电压有功分量ed和电网电压无功分量eq的计算式为：[0025][0026]电网电流有功分量id和电网电流无功分量iq的计算式为：[0027][0028]步骤2.3，根据步骤1.6得到总有功功率pmt和步骤2.2得到的电网相电压幅值vg，计算出有功电流参考值其计算式为：[0029][0030]步骤2.4，根据光伏逆变器需要发出的总无功功率qmt以及步骤2.2得到的电网相电压幅值vg，计算出无功电流参考值其计算式为：[0031][0032]步骤2.5，分别使用有功电流调节器和无功电流调节器将电网电流有功分量id和电网电流无功分量iq控制为有功电流参考值和无功电流参考值并得到有功电流调节器的输出值δvd和无功电流调节器的输出值δvq，其计算式分别为：[0033][0034]其中，kip1为有功电流调节器的比例系数，kii1为有功电流调节器的积分系数；kip2为无功电流调节器的比例系数，kii2为无功电流调节器的积分系数；[0035]步骤2.6，根据步骤2.2得到的电网电压有功分量ed、电网电压无功分量eq、电网电流有功分量id、电网电流无功分量iq、电网电压角频率ω，步骤2.3和步骤2.4得到的有功电流参考值和无功电流参考值以及步骤2.5中得到的有功电流调节器的输出值δvd和无功电流调节器的输出值δvq，得到有功调制电压的幅值vd和无功调制电压的幅值vq，其计算式为：[0036][0037]其中，其中lf为滤波电感；[0038]步骤2.7，将步骤2.6得到的有功调制电压的幅值vd和无功调制电压的幅值vq经过同步旋转坐标逆变换得到自然坐标系下三相级联h桥光伏并网逆变器的调制电压vca，vcb，vcc，其计算式为：[0039][0040]步骤3，h桥变换器调制波的分配[0041]步骤3.1，根据步骤1.5计算得到的n个模块输出的有功功率pmi，以及步骤1.6计算得到的总有功功率pmt，计算得到a相、b相和c相中所有模块的调制电压分配系数kai，kbi，kci，其计算式为：[0042][0043]步骤3.2，根据步骤2.7得到三相级联h桥光伏并网逆变器的调制电压vca，vcb，vcc，以及步骤3.1得到的a相、b相和c相中所有模块的调制电压分配系数kai，kbi，kci，计算得到a相、b相和c相中所有模块的调制电压vai，vbi，vci，其计算式为：[0044][0045]步骤3.3，记a相中任一个h桥变换器的调制波为mai、b相中任一个h桥变换器的调制波为mbi，c相中任一个h桥变换器的调制波为mci，则调制波mai、调制波mbi和调制波mci的计算式如下：[0046][0047]其中，vhai为a相第i个h桥变换器直流母线电容电压的采样值，vhbi为b相第i个h桥变换器直流母线电容电压的采样值，vhci为c相第i个h桥变换器直流母线电容电压的采样值；[0048]步骤4，三电平全桥llc变换器输出电压控制[0049]步骤4.1，使用二阶带阻滤波器分别对a相所有h桥变换器直流母线电容电压采样值vhai、b相所有h桥变换器直流母线电容电压采样值vhbi、以及c相所有h桥变换器直流母线电容电压采样值vhci进行滤波，并将滤波后的a相所有h桥变换器直流母线电容电压采样值记为vhai_a，滤波后的b相所有h桥变换器直流母线电容电压采样值记为vhbi_a，滤波后的c相所有h桥变换器直流母线电容电压采样值记为vhci_a，其计算式分别为：[0050][0051][0052][0053]步骤4.2，使用llc电压控制器将步骤4.1得到的滤波后的a相所有h桥变换器直流母线电容电压采样值vhai_a控制为vdi_a/nt，使用llc电压控制器将步骤4.1得到的滤波后的b相所有h桥变换器直流母线电容电压采样值vhbi_a控制为vdi_a/nt，使用llc电压控制器将步骤4.1得到的滤波后的c相所有h桥变换器直流母线电容电压采样值vhci_a控制为vdi_a/nt，得到a相所有三电平全桥llc变换器的开关频率fai、b相所有三电平全桥llc变换器的开关频率fbi和c相所有三电平全桥llc变换器的开关频率fci，其计算式分别如下：[0054][0055][0056][0057]其中，nt是三电平全桥llc变换器中高频变压器的原边与副边的匝比，kdp为llc电压控制器的比例系数，kdi为llc电压控制器的积分系数。[0058]本发明相对现有技术的有益效果是：[0059]1、能够实现光伏阵列的多路最大功率点追踪控制，无相间功率不平衡问题，且三相变换器对应位置的模块传输的有功功率相同；[0060]2、即使光伏阵列的输出功率有差异，系统依然能够正常运行。附图说明[0061]图1是本发明实施的共直流母线级联h桥光伏并网逆变器的拓扑结构。[0062]图2是本发明实施的共直流母线级联h桥光伏并网逆变器的a相的第一个模块的电路结构图。[0063]图3是本发明实施的共直流母线级联h桥光伏并网逆变器控制策略的框图。[0064]图4是本发明实施的共直流母线级联h桥光伏并网逆变器控制策略的流程图。[0065]图5是本发明实施的a相、b相和c相中所有h桥变换器的调制波分配的示意图。[0066]图6是以a相包含两个模块为例本发明实施的载波移相正弦波脉冲宽度调制策略的输出波形示意图。[0067]图7是采用本发明实施的三电平全桥llc变换器的变频调制策略时a相第一个模块中llc变换器的开关器件驱动波形示意图。具体实施方式[0068]为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，下面结合附图及实施例，对本发明做进一步清楚且完整地描述。[0069]图1是本发明实施的共直流母线级联h桥光伏并网逆变器的拓扑结构，由a相、b相和c相组成。其中，a相包含n个模块，b相包含n个模块，c相包含n个模块，n为大于1的正整数，且a相、b相和c相中的所有模块的结构完全相同。a相、b相和c相中的所有模块都是由一个三电平全桥llc变换器串联一个h桥变换器组成。a相、b相和c相中各自设置且彼此对应的第i个模块的输入端口并联在一起形成一条公共直流母线，i＝1，2，...，n。具体而言，a相的第一个模块与b相和c相的第一个模块的输入端口并联形成公共直流母线，a相的第二个模块与b相和c相的第二个模块的输入端口并联形成公共直流母线，以此类推，直至a相的第n模块与b相和c相的第n个模块的输入端口并联形成公共直流母线。对于每一相均包含n个模块的级联h桥光伏并网逆变器，总共形成n条公共直流母线，每条公共直流母线均并联一个光伏阵列；a相、b相和c相中所有模块的交流输出端互相串联，形成三个模块串，这三个模块串的一端连接在一起形成一个公共点n2，另一端均分别通过滤波电感连接到三相星型连接的电网。[0070]图1中，vga、vgb和vgc分别表示三相电网的相电压，iga、igb和igc分别表示三相电网的相电流，也是本发明实施的共直流母线级联h桥光伏并网逆变器的输出电流，lf表示滤波电感。chai表示a相第i个模块的h桥变换器的直流母线电容，chbi表示b相第i个模块的h桥变换器的直流母线电容，chci表示c相第i个模块的h桥变换器的直流母线电容，i＝1，2，...，n。vhai表示a相第i个模块的h桥变换器的直流母线电容电压的采样值，vhbi表示b相第i个模块的h桥变换器的直流母线电容电压的采样值，vhci表示c相第i个模块的h桥变换器的直流侧电容电压的采样值，i＝1，2，...，n。cdi表示第i个光伏阵列的直流母线电容，idi表示第i个光伏阵列的输出电流的采样值，vdi表示第i个公共直流母线的电压采样值，i＝1，2，...，n。[0071]图2是本发明实施的共直流母线级联h桥光伏并网逆变器的a相的第一个模块的电路结构图。主开关管qa11～qa14(包括反并联二极管以及等效电容)，分压电容cda11和cda12，续流二极管da11和da12以及飞跨电容csa11组成三电平llc的左桥臂；qa15～qa18(包括反并联二极管以及等效电容)，分压电容cda11和cda12，续流二极管da13和da14以及飞跨电容csa12组成三电平llc的右桥臂。lra1、cra1以及lma1分别代表llc变换器谐振电感，谐振电容和励磁电感；tra1代表变压器，原边绕组的匝数是副边绕组匝数的nt倍。dra11～dra14表示输出整流二极管，h桥变换器由ta11～ta14组成，cha1表示h桥变换器直流母线电容，vha1表示h桥变换器直流母线电容电压的采样值。[0072]图3是本发明实施的共直流母线级联h桥光伏并网逆变器控制策略的框图，它包括使用数字锁相环对电网电压(vga，vgb和vgc)进行锁相以及对电网电压(vga，vgb和vgc)以及电网电流(iga，igb和igc)进行同步旋转坐标变换(也就是从自然坐标系转换到同步旋转坐标系，abc/dq)、n条公共直流母线的电压控制、电网电流控制、h桥变换器调制波的分配、a相三电平全桥llc变换器输出电压控制、b相三电平全桥llc变换器输出电压控制和c相三电平全桥llc变换器输出电压控制。图4是本发明实施的共直流母线级联h桥光伏并网逆变器控制策略的流程图。[0073]参见图1、图2、图3和图4，本发明的实施过程如下：[0074]步骤1，n条公共直流母线的电压控制[0075]步骤1.1，分别对n条公共直流母线的电压以及每条公共直流母线上并联的光伏阵列的输出电流进行采样，得到n条公共直流母线的电压采样值vdi和对应的n个光伏阵列的输出电流采样值idi，i＝1，2，…，n。[0076]本实施例中，为了省去工频隔离型变压器直接与35kv中压电网连接，三相的模块数目n应设计为32到40之间。[0077]步骤1.2，根据步骤1.1得到的n条公共直流母线的电压采样值vdi和n个光伏阵列的输出电流采样值idi，分别对n个光伏阵列进行最大功率点追踪控制，得到n个光伏阵列的最大功率点电压[0078]步骤1.3，使用二阶带阻滤波器对步骤1.1得到的n条公共直流母线的电压采样值vdi进行滤波，得到滤波后的n条公共直流母线的电压采样值vdi_a，其计算式为：[0079][0080]其中，s为拉普拉斯算子，q为滤波器的品质因数，ω0为滤波器的固有角频率。本实施例中，ω0＝628rad/s，q＝0.707。之所以ω0＝628rad/s，是因为当三相电网电压的频率为50hz时，会在所有三电平全桥llc变换器的输入母线电容上产生100hz的电压波动。因此，这里采用二阶带阻滤波器主要是为了滤除三电平全桥llc变换器的直流母线电容上的100hz电压纹波。[0081]步骤1.4，将步骤1.2得到的n个光伏阵列的最大功率点电压作为n条公共直流母线电压的参考值，使用n个相同的电压调节器分别对滤波后的n条公共直流母线的电压采样值vdi_a进行控制，n个电压调节器的输出分别为n个参考电流信号ici，其计算式为：[0082][0083]其中，kvp为电压调节器的比例系数，kvi为电压调节器的积分系数。本实施例中，kvp＝5，kvi＝250。通过将滤波后的n条公共直流母线的电压采样值vdi_a控制为n个光伏阵列的最大功率点电压可以最大程度地获得光伏阵列的输出功率。[0084]步骤1.5，将滤波后的n条公共直流母线的电压采样值vdi_a和步骤1.4得到的n个参考电流信号ici相乘，得到n个模块输出的有功功率pmi，其计算式为：[0085]pmi＝vdi_aici，i＝1，2，...，n[0086]步骤1.6，根据步骤1.5计算得到的n个模块输出的有功功率pmi，计算得到三相级联h桥光伏并网逆变器直流侧向交流侧传输的总的有功功率并记为总有功功率pmt，其计算式为：[0087][0088]步骤2，电网电流控制[0089]步骤2.1，分别对三相电网电压和三相电网电流进行采样，得到三相电网电压的采样值vga，vgb，vgc和三相电网电流的采样值iga，igb，igc。[0090]步骤2.2，使用数字锁相环对步骤2.1得到的三相电网电压的采样值vga，vgb，vgc进行锁相，得到电网电压的相位角ωt、角频率ω以及电网相电压的幅值vg；通过同步旋转坐标变换将步骤2.1中的三相电网电压的采样值vga，vgb，vgc转换成旋转坐标系下的电网电压有功分量ed和电网电压无功分量eq；通过同步旋转坐标变换将步骤2.1中得到的三相电网电流的采样值iga，igb，igc转换成旋转坐标系下的电网电流有功分量id和电网电流无功分量iq。[0091]电网电压有功分量ed和电网电压无功分量eq的计算式为：[0092][0093]电网电流有功分量id和电网电流无功分量iq的计算式为：[0094][0095]通常，获得三相电网电压的相位角有很多种方法，但是在光伏并网发电场合中常用的方法有两种，分别为解耦双同步参考坐标系锁相环和双二阶广义积分器锁相环，它们分别对应并网功率变换器同步和静止控制器的实现。解耦双同步参考坐标系锁相环检测到的基本变量是相角，而双二阶广义积分器锁相环检测到的基本变量是电网频率。电网频率比电网相位角更加稳定，所以在暂态故障下，双二阶广义积分器锁相环比双同步参考坐标系锁相环具有更加平滑的相应。[0096]步骤2.3，根据步骤1.6得到总有功功率pmt和步骤2.2得到的电网相电压幅值vg，计算出有功电流参考值其计算式为：[0097][0098]步骤2.4，根据光伏逆变器需要发出的总无功功率qmt以及步骤2.2得到的电网相电压幅值vg，计算出无功电流参考值其计算式为：[0099][0100]步骤2.5，分别使用有功电流调节器和无功电流调节器将电网电流有功分量id和电网电流无功分量iq控制为有功电流参考值和无功电流参考值并得到有功电流调节器的输出值δvd和无功电流调节器的输出值δvq，其计算式分别为：[0101][0102]其中，kip1为有功电流调节器的比例系数，kin为有功电流调节器的积分系数；kip2为无功电流调节器的比例系数，kii2为无功电流调节器的积分系数；本实施例中，kip1＝1.8，kii1＝200，kip2＝1.8，kii2＝200。[0103]步骤2.6，根据步骤2.2得到的电网电压有功分量ed、电网电压无功分量eq、电网电流有功分量id、电网电流无功分量iq、电网电压角频率ω，步骤2.3和步骤2.4得到的有功电流参考值和无功电流参考值以及步骤2.5中得到的有功电流调节器的输出值δvd和无功电流调节器的输出值δvq，得到有功调制电压的幅值vd和无功调制电压的幅值vq，其计算式为：[0104][0105]其中，其中lf为滤波电感；[0106]步骤2.7，将步骤2.6得到的有功调制电压的幅值vd和无功调制电压的幅值vq经过同步旋转坐标逆变换得到自然坐标系下三相级联h桥光伏并网逆变器的调制电压vca，vcb，vcc，其计算式为：[0107][0108]步骤3，h桥变换器调制波的分配[0109]步骤3，h桥变换器调制波的分配[0110]步骤3.1，根据步骤1.5计算得到的n个模块输出的有功功率pmi，以及步骤1.6计算得到的总有功功率pmt，计算得到a相、b相和c相中所有模块的调制电压分配系数kai，kbi，kci，其计算式为：[0111][0112]步骤3.2，根据步骤2.7得到三相级联h桥光伏并网逆变器的调制电压vca，vcb，vcc，以及步骤3.1得到的a相、b相和c相中所有模块的调制电压分配系数kai，kbi，kci，计算得到a相、b相和c相中所有模块的调制电压vai，vbi，vci，其计算式为：[0113][0114]本实施例中，根据每个模块传输有功功率的比例来分配每个模块的调制电压，如图5所示。这是因为在同一相中所有模块输出的电流是相同的(均为这一相的电网电流)，因此每个模块的输出功率与输出电压成正比。[0115]步骤3.3，记a相中任一个h桥变换器的调制波为mai、b相中任一个h桥变换器的调制波为mbi，c相中任一个h桥变换器的调制波为mci，则调制波mai、调制波mbi和调制波mci的计算式如下：[0116][0117]其中，vhai为a相第i个h桥变换器直流母线电容电压的采样值，vhbi为b相第i个h桥变换器直流母线电容电压的采样值，vhci为c相第i个h桥变换器直流母线电容电压的采样值。[0118]计算出所有h桥变换器的调制波后，采用载波移相正弦波脉冲宽度调制策略可以得到所有h桥变换器的开关驱动信号。所述的载波移相正弦波脉冲宽度调制策略指的是级联h桥变换器普遍运用的载波移相正弦波脉冲宽度调制策略，这是级联h桥变换器中使用较多且较为成熟的技术。很有文献对载波移相正弦波脉冲宽度调制都有详细地描述，如周京华和陈亚爱2013年在机械工业出版社出版的专著《高性能级联型多电平变换器原理及应用》中的第84‑88页。图6是以a相包含两个模块为例本发明实施的载波移相正弦波脉冲宽度调制策略的输出波形示意图，图中ma1与ma2分别表示a相第一个和第二个h桥变换器的调制波，vc1与vc2分别表示a相第一个和第二个h桥变换器的载波，vho1与vho2分别表示a相第一个和第二个h桥变换器的交流输出电压，vhat表示a相变换器输出的总电压。从图中可以看出，vc2的相位角相比于vc1滞后π/2，即载波之间存在相移。vho1与vho2均为三电平的波形，而vhat为五电平的阶梯波。根据载波移相正弦波脉冲宽度调制策略，对于含有n个h桥模块的变换器，每个模块的载波之间相位差均为π/n。图6是以两个h桥模块为例介绍载波移相正弦波脉冲宽度调制，因此载波之间的相位差为π/2。[0119]步骤4，三电平全桥llc变换器输出电压控制[0120]步骤4.1，使用二阶带阻滤波器分别对a相所有h桥变换器直流母线电容电压采样值vhai、b相所有h桥变换器直流母线电容电压采样值vhbi、以及c相所有h桥变换器直流母线电容电压采样值vhci进行滤波，并将滤波后的a相所有h桥变换器直流母线电容电压采样值记为vhai_a，滤波后的b相所有h桥变换器直流母线电容电压采样值记为vhbi_a，滤波后的c相所有h桥变换器直流母线电容电压采样值记为vhci_a，其计算式分别为：[0121][0122][0123][0124]本实施例中，ω0＝628rad/s，q＝0.707。如前所述，通过这种滤波处理是为了滤除h桥变换器的直流母线电容上的100hz电压纹波。[0125]步骤4.2，使用llc电压控制器将步骤4.1得到的滤波后的a相所有h桥变换器直流母线电容电压采样值vhai_a控制为vdi_a/nt，使用llc电压控制器将步骤4.1得到的滤波后的b相所有h桥变换器直流母线电容电压采样值vhbi_a控制为vdi_a/nt，使用llc电压控制器将步骤4.1得到的滤波后的c相所有h桥变换器直流母线电容电压采样值vhci_a控制为vdi_a/nt，得到a相所有三电平全桥llc变换器的开关频率fai、b相所有三电平全桥llc变换器的开关频率fbi和c相所有三电平全桥llc变换器的开关频率fci，其计算式分别如下：[0126][0127][0128][0129]其中，nt是三电平全桥llc变换器中高频变压器的原边与副边的匝比，kdp为llc电压控制器的比例系数，kdi为llc电压控制器的积分系数。[0130]本实施例中，kdp＝50，kdi＝10000。很有文献对三电平全桥llc变换器的变频调制策略已有详细地描述，如w.chen，y.gu，andz.lu，“anovelthreelevelfullbridgeresonantdc‑dcconvertersuitableforhighpowerwiderangeinputapplications，”inapec07‑twenty‑secondannualieeeappliedpowerelectronicsconferenceandexposition，anaheim，ca，usa，feb.25‑mar.1，2007.(w.chen，y.gu，和z.lu，一种适用于大功率宽范围输入的新型三电平全桥谐振dc‑dc变换器，apec07第二十二届ieee应用电力电子会议与博览会，2007年2月)。图7是采用本发明实施的三电平全桥llc变换器的变频调制策略时a相第一个模块中llc变换器的开关器件驱动波形示意图。可以看出，在每个开关周期1/fa1内，外开关管q11和q18相比于内开关管q12和q17晚开通to1时间，早关断tf1时间；外开关管q14和q14相比于内开关管q13和q16晚开通to1时间，早关断tf1时间。当前第1页1 2 3 当前第1页1 2 3